دانلود مقاله طراحی میکسرها و کاربردهای آنها

بخشی از مقاله

طراحي ميكسرها و كاربردهاي آنها

مقدمه:
در طراحي گيرنده معمولاً از مدار آشكارساز استفاده مي كنيم. بيشتر مدارهاي آشكارساز در حضور نويز يا سيگنالهاي تداخلي به خوبي عمل نمي كنند و بسياري از آنها در صورت كمتر بودن دامنة سيگنال ورودي از چند ولت اصلا كار نمي كنند در صورتي كه سيگنال مطلوب در ورودي گيرنده ممكن است شدت ميداني در حدود ميكرولت/متر داشته باشد. در صورتيكه rms نويز و شدت سيگنال تداخلي آنتن در حد ولت/متر است. واضح است كه هم بهره و هم قدرت انتخاب در جلوي آشكارساز موردنياز است.

در قسمت گيرنده چون خيلي ضعيف است و داراي نويز نيز مي‎باشد و مدوله شده هم است. بنابراين يك تقويت كننده قرار مي‎دهيم كه هم سيگنال دريافتي را تقويت كند و هم نويز را از بين ببرد. چون دامنه سيگنال ورودي در حدود ميكروولت است و ما دامنه اي در حدود ولت داريم بنابراين بهرة تقويت كننده بايد حدود 106 باشد. بعد از تقويت كننده بايد يك فيلتر قرار دهيم تا سيگنال نامطلوب را از بين ببريم.
ساختن مداري به اين صورت دو مشكل دارد:

1- ساختن فيلتري كه بر روي فركانسهاي و … باشد و داراي گين موردنظر باشد مشكل است. يعني اين فيلتر نمي تواند روي باندي وسيع از فركانسها قرار بگيرد.
2- اگر مدار گين بالا داشته باشد و داراي باند باريك نيز باشد به صورت زير

اگر ترانزيستور بتواند با يك حلقه درست كند اين مدار شروع به نوسان مي‌كند و در ورودي و قبل از تقويت كننده يك موج سينوسي مستقل از فركانس داريم كه اصلا فركانس در آن دخالت ندارد.
فرض كنيد آشكارساز يك مدار RC باشد.

شكل (1)
يك رابطه بايد بين RC و فركانسها برقرار باشد تا اين مدار آشكارساز پوش باشد. يعني آشكارسازي اين مدار بر فركانس vI و فركانس carrier بستگي دارد. طراحي آشكارساز بستگي به فركانس carrier دارد و طراحي آن بر روي باند وسيعي از فركانس محال است.
ايده: خواسته شد كه فيلتر و تقويت كننده بر روي يك فركانس يكسان ساخته شوند.

بنابراين متوجه مي شويم كه مشكلات مهمي كه در تقويت كننده فركانس حامل يا RF برگيرنده فركانس ثابت وجود دارند عبارتند از:
1- كنترل نويز خروجي چنانچه به حد كافي از سطح سيگنال ورودي كمتر باشد.
2- كنترل غيرخطي عنصر فعال براي جلوگيري از اعوجاج سيگنال و برهم كنش با سيگنال ناخواسته.
3- براي جلوگيري از نوسان تقويت كننده باند باريك بهره- بالاي طبقه آخر.
علاوه بر مشكلات فوق بايد بتوانيم روي باند وسيعي از فركانس طراحي كنيم.

در ابتدا تصميم گرفته شد كه آشكارساز و كل بهره و قابليت انتخاب همگي براساس فركانس- ثابت باشند و همه سيگنالهاي مدوله شده ورودي را به يك فركانس مياني يا IF كه ثابت است انتقال دهيم كه براي اين كار يك گيرنده سوپرهترودين پيشنهاد شد. اين گيرنده شامل Mixer است.
ويژگيهاي اساسي ميكسرها:

ميكسرها عموماً براي مالتي پلكس كردن سيگنالهايي با فركانسهاي مختلف در انتقال فركانسي به كار مي رود.
با توجه به اينكه سيگنالهاي RF ورودي در فاصلة بسيار نزديك و متراكم قرار دارند براي فيلتر كردن سيگنال مطلوب به يك فيلتر با Q بسيار بالا نياز داريم. اما اگر فركانس سيگنال RF بتواند كاهش يابد يا در ميان سيستمهاي مخابراتي down convert شده خيلي بيشتر قابل كنترل خواهد بود.
يكي از بهترين سيستمهاي شناخته شده down convert گيرندة سوپر هيترودين است كه در شكل (2) نماي كلي آن آمده است.

شكل (2) گيرندة سوپرهيترودين شامل ميكسر
بعد از دريافت سيگنال RF به وسيله آنتن و تقويت در تقويت كننده (LNA) low- noise يك ميكسر كه وظيفه آن ضرب سيگنال ورودي كه بر روي فركانس fRF متمركز شده با يك سيگنال از اسيلاتور محلي با فركانس مركزي fLO مي‎باشد. سيگنالي كه بعد از ميكسر حاصل مي‎شود شامل فركانسهاي مي‎باشد. و بعد از عبور از يك فيلتر پائين گذر سيگنالي با فركانس پائين تر يعني به دست مي‎آيد كه اين سيگنال را با عنوان فركانس مياني (IF) نشان مي دهند. كه اين سيگنال براي پروسه هاي ديگري مورد استفاده قرار مي‎گيرد.

دو عضو اساسي در ميكسرها عبارتند از تركيب كننده و آشكارساز. تركيب كننده مي‎تواند از يك تزويجگر جهت دار (directional coupler) با زاويه 90 درجه (يا 180 درجه) استفاده كند.
آشكارسازهاي قديمي يك ديود تنها را به عنوان عنصر غيرخطي به كار مي بردند. اما ديودهاي دوبل غيرموازي و تركيبات ديودي تعادلي دوبل بيشتر استفاده مي‎شود.
علاوه بر ديودها، ميكسرهاي MOSFET , BJT با عدد نويز پائين و گين تبديل بالا در باند X طراحي شده اند.
اما مشكلاتي كه گيرندة سوپر هيترودين اضافه مي‌كند عبارتند از:

- ميكسر و نوسان كننده محلي را بايد طراحي نمود و نوسان كننده محلي بايد مدارهاي غيرخطي جلوي ميكسر را تعقيب كند.
- چون غالباً ميكسرها نويز بيشتري نسبت به تقويت كننده ها توليد مي‌كنند و چون با توجه به طبيعتشان داراي خواص غيرخطي هستند حتما نياز به تقويت كننده RF در جلوي ميكسر داريم.
المانهاي اساسي

قبل از وارد شدن به طراحي مدار ميكسر، قابليت يك ميكسر را با در نظر گرفتن اينكه ميكسر دو فركانس در ورودي را گرفته و يك فركانس كه از حاصل ضرب دو سيگنال ورودي به وجود مي‎آيد مختصراً مرور كنيم.
به روشني مشخص است كه يك سيستم خطي نمي تواند تمام وظايف را برآورده كند و ما نياز به انتخاب يك وسيله غيرخطي مثل ديود، FET يا BJT داريم كه بتوانند حاصل ضرب هارمونيكها را توليد كند.

شكل (3) ترتيب قرار گرفتن سيستم يك ميكسر متصل به سيگنال RF را شرح مي‎دهد. VRF(t) و سيگنال اسيلاتور محلي VLO(t) كه به عنوان سيگنال PWMP شناخته مي‎شود نشان داده شده است.

شكل (3): المانهاي اساسي ميكسر در سيگنال به كار گرفته شده در ورودي براي توليد يك سيگنال در خروجي به كار مي روند.
ديده مي‎شود كه سيگنال ورودي RF با سيگنال LO تركيب شده و يك وسيلة نيمه هادي (ديود، ترانزيستور يا FET) را تغذيه مي‌كند. كه اين ادوات شامل كاراكترهاي انتقال غيرخطي مي باشند. و جريان خروجي را براي بار توليد مي‌كنند.
جريان خروجي براي ديود و BJT داراي خواص تواني است.

و براي MESFET يك رفتار مربعي داريم:
كه در اينجا جريان I همان جريان درين و V ولتاژ گيت- سورس است كه براي سادگي از نوشتن آنها صرفنظر شده است.
ولتاژ ورودي يعني ولتاژ اعمالي بر دو سر ديود يا ولتاژ بيس- اميتر و يا ولتاژ گيت- سورس مجموع دو سيگنال LO , RF است كه داريم VRF=VRF Cos(wRFt) و سيگنال LO : VLO=VLO Cos(wLOt) و يك باياس VQ
(1)
وقتي اين ولتاژ به ورودي نيمه هادي ها داده شود جريان خروجي كه مي‎توان آنرا را به وسيله سري تيلور بيان كرد، حاصل خواهد شد- بسط تيلور در نقطه Q نوشته خواهد شد
(2)
كه ثابتهاي B,A بر صورت بيان مي‌شود. با صرفنظر كردن از باياس IQ,VQ و استفاده از دو معادله (1) و (2) داريم:
(3)

فاكتورهاي متشكل از Cos2 مي‌توانند با توجه به فرمول بازنويسي شود. كه در اين صورت ترمهاي 2WLOT, 2WRFT را وارد كنيد در اين صورت معادله (3) به صورت زير تبديل خواهد شد.

بنابراين با توجه به استدلال بالا بر اين نتيجه مي‌رسيم كه عملكرد غيرخطي ديود يا ترانزيستور مي‌تواند مولفه‌هاي فركانسي جديدي را توليد كند. همچنين دامنه تغييرات نيز VRF,VLO خواهد شد. B نيز يك فاكتور وابسته به وسيله است.
معادله (4) يك سري تيلور است كه تنها ترم دوم يعني V2B در آن وجود دارد. و ترمهاي سوم مثل V3C چشم‌پوشي شده است. براي ديودها و BJTها ترمهاي هارفونيكي بالاتر مي‌تواند روي عملكرد سيستم اثر بگذارد. بنابراين استفاده از درجه دوم در سري تبلور تنها در FETها استفاده مي‌شود. بنابراين FETها تمايل كمتري براي توليد هارمونيكهاي بالاتر دارند.

تكنيك‌هاي ميكسر كردن:
بنابراين آنچه تا اينجا متوجه شديم اين است كه هر ضرب كننده‌اي كه بعد از آن يك فيلتر ميان‌گذر مناسب قرار بگيرد به عنوان Mixer به كار مي‌رود. چون ورودي نوسان كننده محلي دامنه‌اي ثابت دارد، براي ساختن ميكسر لازم نيست ضرب كننده ايده‌آل داشته باشيم و در مدار ميكسر كه امروزه كاربرد بيشتري دارد، ترانزيستور اثر ميدان و ترانزيستور دوقطبي هستند. در هر دو حالت سيگنال ورودي و ولتاژ نوسان كننده محلي بر ولتاژ باياس dc اضافه مي‌شوند تا ولتاژ گيت، سورس يا بيس اميتر كلي حاصل شود. سپس اين سيگنال از يك عنصر غيرخطي عبور مي‌كند تا فركانسهاي مجموع و تفاضلي مطلوب ايجاد شود.
مثال: انتخاب فركانس اسيلاتور محلي.

كانال RF با فركانس مركزي 1.8 GHZ و پهناي باند 20MHZ و يك IF با فركانس 200MHZ داريم. مقدار مناسب FLO را به دست بياوريد. ضريب كيفيت Q و فيلتر bandpass در حالي كه downconversion موجود نباشد را به دست بياوريد در حالت دوم Q را نيز محاسبه كنيد.
حل: با استفاده از ميكسر RF و فركانس LO در عناصر غيرخطي فركانس IF به دو صورت زير حاصل مي‌شود.
(1) FIF = RRF - FLO
(2) FIF = FLO - FRF
كه اين در معادله بستگي بر اين دارد كه FLO يا FRF كداميك بزرگتر باشند.
چون 0.2 GHZ = FIF و FRF = 1.89 GHZ داريم.
FLO = FRF - FIF = 1.69GHZ
يا
FLO = FRF + FIF = 2.09 GHZ
هر دوي اين اعداد به دست آمده مهم هستند و بر يك اندازه استفاده مي‌شوند.
وقتي FRF > FLO باشد ميكسر را low – side- injection مي‌ناميم. و هنگامي كه FRF < FLO باشد طراحي را high- side- injection مي‌ناميم. و حالت اول را معمولاً ترجيح مي‌دهيم. چون فركانس‌هاي LO پائين‌تر براي توليد و عملكرد راحت‌تر هستند. بنابراين بعد از down-conversion سيگنال پهناي باند BW = 20 MHZ در فركانس مركزي FR2 = 1.89 QHZ را دارا است.

بنابراين با داشتن يك فيلتر مناسب با ضريب كيفيت مي‌توانيم از اين سيگنال به خوبي استفاده كنيم. اما بعد از downconversion پهناي باند سيگنال عوض نمي‌شود. اما فركانس مركزي FIF = 200 MHZ شيفت پيدامي‌كند. بنابراين نياز به يك متغير band pass با ضريب كيفيت وجود دارد.
اين مثال نشان مي‌دهد در جائي كه ضريب كيفيت فيلتر به كار رفته كم است نياز به يك ميكسر كه سيگنال RF آن به صورت down converted شده است داريم.
نكات قابل توجه درباره حوزه فركانسي:

فرض كنيد كه فركانس زاويه‌اي RF بر روي WRF قرار گرفته است. در مؤلفه فركانس كه هر كدام به اندازه WW در بالا و پائين WRF واقع شده‌اند وجود دارد. سيگنال LO از يك مولفه سيگنال در WLO تشكيل شده است. بعد از عمل كردن ميكسر مطابق شكل (4) يك طيف فركانس كه مؤلفه‌هاي فركانسي up converted و down converted را دارد تشكيل شده است. شكل (4) اين پروسه را توضيح مي‌دهد.

پروسه upconversion بر مدولاسيون در فرستنده وابسته است. چون downconversion بر گيرنده مربوط است.
 Lower side band or LSB (WRF- WLO)
 upper side band or USB (WRF + WLO)
 dowble side band or DSB (WRF+WLO OR WRF - WLO)

شكل (4) پاسخ طيفي از عملكرد ميكسرها
سؤال مهم در اينجا اين است كه چند فركانسي بايد در LO قرار بگيرد تا فركانس RF به سطح IF مناسب شيفت پيدا كند.
و يك مسئله ديگر مشكل تبديل فركانسهاي تصوير بر رنج فركانسي down conerted و شبيه به آن است. براي فهميدن اين مسئله فرض كنيد كه سيگنال RF در down converted به يك سيگنال با فركانس LO داده شود.
بر شكل (5) توجه كنيد.

شكل (5)- شكل فركانس تصوير.
همان طور كه در شكل مي‌بينيد فرض كنيد يك سيگنال با فرض WRF و يك سيگنال ناخواسته با فركانس WIM داريم بنابراين:
MIM - WLO = (WLO - WIF) - WLO = - WIF
پس از عبور از ضرب كننده چون Cos (WIFT), Cos (WIFT) با يكديگر برابر است فركانس تصوير ناخواسته بر روي فركانس سيگنال مطلوب قرار مي‌گيرد.
براي جلوگيري كردن از اين مشكل يعني وجود سيگنالهاي تصوير نامطلوب مي‌توانيم دامنه اين سيگنال را بزرگتر از سيگنال RF انتخاب مي‌كنيم. كه اين كار به وسيله يك فيلتر تصوير كه قبل از ميكسر براي جلوگيري از اين اثر وجود دارد انجام مي‌شود.

طيفي كه بر اين صورت توليد مي‌شود مطمئن بوده و سيگنال نامطلوب در آن وجود ندارد.
مشكل اصلي براي طراحي ميكسرها همين است كه بر گونه‌اي طراحي شود كه سيگنال نامطلوب را از بين ببرد.

طراحي ميكسر single- ended
يك نمونه ميكسر با مينيمم كارائي، طرح single- ended مي‌باشد كه مطابق شكل 6-a شامل يك ديود شاتكي مي‌باشد منابع LO, RF، يك ديود شاتكي و يك مدار تشديد تنظيم شده براي سيگنال IF مورد نظر را كه به خوبي باياس شده‌اند تغذيه مي‌نمايند. شكل 6-b يك طرح بهبود يافته شامل يك FET را كه بر خلاف ديود قادر به تقويت سيگنالهاي RF ورودي LO مي‌باشد را نشان مي‌دهد. در هر دو حالت سيگنال RF, LO مركب بر يك المان غيرخطي با تابع مشخصه نمائي (ديود) و يا تقريباً مربعي (FET) اعمال مي‌شود كه در ادامه به يك فيلتر band pass براي ايزوله كردن سيگنال IF ختم مي‌شود.

شكل (6) دو نوع ميكسر single- ended
دو طرح بسيار متفاوت ميكسر به ما اجازه مي‌دهد كه تعدادي از پارامترهائي كه موقع گسترده ساختن طرحهاي ساده اهميت مي‌يابند را مقايسه كنيم. اين پارامترها عبارتند از:
1- تلفات تبديل يا بهره بين توان سيگنال RF, IF
2- شكل نويز
3- ايزولاسيون بين پورت LO. RF
4- غير خطي بودن
تا زماني كه سيگنالهاي RF و LO در شكل از نظر الكتريكي از هم جدا نشده‌اند، اين نظر وجود دارد كه سيگنال LO با ورودي RF تداخل نمايد كه اين مي‌تواند ناشي از تشعشع بخشي از انرژي سيگنال LO روي آنتن گيرنده باشد.
طرح FET نشان داده شده در شكل 6-b نه تنها ايزولاسيون RF و LO را ممكن مي‌سازد، بلكه از آنجا تقويت سيگنال و تلفات تبديل پائين را فراهم مي‌كند. تلفات تبديل (CL) يك ميكسر عموماً برحسب dB تعريف مي‌شود كه نسبت توان ورودي داده شده به توان IF به دست آمده مي‌باشد.

در مواقع استفاده از FET, BJT ترجيحاً بايد يك بهره تبديل (CG) اختصاص دهيم كه به صورت نسبت عكس توان تعريف مي‌شود. هم‌چنين شكل نويز يك ميكسر عموماً به صورت تعريف مي‌شود كه در آن CG همان بهره تبديل و Pnowt توان نويز در خروجي ناشي از سيگنال RF ورودي و در پورت ورودي Pnin, RF توان نهائي نويز در IF مي‌باشند.

FET معمولاً نويزپذيري كمتري نسبت به BJT دارد و به علت دارا بودن مشخصه تبديل تقريباً مربعي، نفوذ ترمهاي غيرخطي كاهش مي‌يابد. در عوض زمانيكه بهره تبديل بالا و شرايط ولتاژ باياس پائين (مثلاً در سيستمهاي متكي بر باتري) مورد نياز است BJT به كار مي‌رود.
غيرخطي بودن به طور عادي در زمينه‌هاي فشردگي تبديل اغتشاش مدولاتور داخلي (IMD) سنجيده مي‌شود. فشردگي تبديل بر اين حقيقت مربوط مي‌شود كه توان خروجي IF به عنوان تابعي از توان ورودي IF از يك نقطه مشخص روي منحني خطي شروع بر انحراف مي‌نمايد. نقطه‌اي كه اين انحراف به 1dB مي‌رسد مشخصه اجرائي يك ميكسر نوعي مي‌باشد.

مشابه آنچه تاكنون در بحث تقويت كننده‌ها مواجه شده‌ايم اغتشاش مدولاسيون داخلي وابسته به بخش فركانس دوم ورودي RF مي‌باشد كه شروع به اغتشاش مي‌نمايد. براي كوچك كردن اين اثر يك آزمايش نوعي به كار مي‌بريم.
اگر FRF سيگنال مطلوب مورد نظر و F2 فركانس ورودي دوم باشد آنگاه عامل ميكس يك جزء فركانسي توليد مي‌كند كه علامت تبديل بالا و پائين را مشخص كنيد. اثر اين مدولاسيون داخلي مي‌تواند در گراف (7) نشان داده شود.

نقطه جدائي ميان پاسخ خطي خروجي و پاسخ مرتبه سوم IMD يك فصل مشترك از تابعيتي است كه توانائي يك ميكسر را براي مانع شدن از اين اثر نشان مي‌دهد.

شكل (7) پروسه تبديل و مدولاسيون در ميكسر
تعاريف ديگر در مورد ميكسر عبارتند از: اغتشاش توليد شده داخلي ميكسر كه تحت عنوان هارمونيك IMD تعريف مي‌شود. ايزولاسيون بين وروديهاي RF, IF مي‌باشد كه به صورت مستقيم تحت تأثير تركيب كننده (كوپل كننده هايبريد) قرار دارد و رنج ديناميكي كه رنج دامنه‌اي است كه هيچ كاهش عملكردي در آن اتفاق نمي‌افتد.
طراحي مدار يك ميكسر RF همان بحث‌هاي انجام شده در تقويت كننده RF را دنبال مي‌كند. ورودي‌هاي LO, RF يك ترانزيستور يا ديور باياس شده را تغذيه مي‌كنند. توجه به اين نكته ضروري است كه تفاوت بسيار زيادي بين فركانس LO, RF در طرف ورودي و IF در طرف خروجي وجود دارد. از آنجائي كه هر دو طرف بايد به امپدانس خط تطبيق شوند. امپرانسهاي ورودي و خروجي ترانزيستور و يا پارامترهاي S در اين فركانس بايد مشخص شوند.

به علاوه براي كاهش تداخل در طرف خروجي وسيله، مهم است كه ورودي براي IF اتصال كوتاه كنيم و برعكس خروجي را براي RF مطابق شكل (8)

شكل (8) نماي كلي طراحي ميكسر single-ended در حالت عمومي
در كنار هم قرار دادن اين ملزومات به عنوان بخشي از شبكه تطبيق هميشه كار ساده‌اي نيست.
شرايط اتصال كوتاه ذكر شده در حالت كلي، رفتار توانزيستور را در مكانيزم فيزبك داخلي تحت تأثير قرار مي‌دهد. به طور ايده‌آل بايد براساس شرايط خروجي اتصال كوتاه به دست آيد و مشابهاً نياز به يك سري شرايط ورودي اتصال كوتاه شده دارد.

به طور عمده يك مقاومت بار اضافي به خروجي وصل مي‌شود تابهره تبديل را تنظيم نمايد. در مثال بعدي مراحل طراحي تشريح شده است.
مثال: طراحي يك مدار BJT در حالت single- ended
براي مدار نشان داده شده در تصوير (9) مقادير R2 ,R1 را به گونه‌اي محاسبه كنيد كه شرايط باياسينگ با مقادير داده شده در شكل را ارضاء كند.

شكل (9) شبكه با پاس DC براي طراحي ميكسر BJT.
با استفاده از اين شبكه به عنوان نقطه شروع يك ميكسر low-side-injuction براي فركانس RF برابر با 1900 MZ و فركانس 200MHZ طراحي كنيد.
امپدانس خروجي BJT در فركانس IF هنگاميكه ورودي را اتصال كوتاه كرده‌ايم. يعني zout = (677.7-j232H) و امپدانس ورودي در فركانس RF هنگاميكه خروجي اتصال كوتاه شده است برابر Zin = (77.9-j130.6) مي‌باشد.

حل: از آنجائي كه ولتاژي كه بر روي R2 افت مي كند برابر تفاضل Vce, Vcc است و نيز جريان عبوري از R2 برابر مجموع جريان‌هاي IB يعني جريان بيس و Ic: جريان كلكتور است بنابراين R2 به شكل زير محاسبه مي‌شود.

به طور مشابه براي مقاومت R1 مقدار VCE - VBE بر جريان بيس تقسيم مي‌شود.

قبل از شروع طراحي بايد به اين نكته توجه كنيم سيگنال LO را بايد چگونه در نظر بگيريم؟
ساده‌ترين شكل اين مدار بر اين صورت است كه منبع LO به صورت مستقيم از طريق يك خازن كوپلاژ به بيس ترانزيستور متصل گردد مانند شكل (10).
مقدار خازن CLO بايد به حد كافي كوچك در نظر گرفته شود تا به گونه‌اي از كوپلينگ بين سيگنال RF و منبع LO جلوگيري كند.
ما به طور فرضي مقدار CLO = 0.2 PF را در نظر مي‌گيريم. حال RLRF به شكل زير محاسبه مي‌گردد.

متأسفانه فركانس LO بسيار به فركانس FRF نزديك است. بنابراين با انتخاب چنين خازني نه تنها سينگال RF بلكه سيگنال LO نيز كاهش مي‌يابد. ما مي‌توانيم مقدار تضعيف ILRF ناشي از اين خازن را در فركانس FLO = FRF - FIF بر صورت زير محاسبه كنيم.

بنابراين اگر منبع LO‌ ، -20dBM خروجي داشته باشد فقط -33.6 dBM به ترانزيستور مي‌رسد. البته اين افت بالاي توان قابل توجه به نظر مي‌رسد. چون ما مي‌توانيم اين را بر وسيله اسيلاتور محلي تأمين كنيم.
وجود Llo, CLO باعث مي‌شود كه امپدانس ورودي تغيير كند. مقدار جديد امپدانس ورودي (zin) با موازي كردن CLO, ZLO با امپدانس روودي ترانزيستوري كه منبع LO را بر آن متصل كرده‌ايم به صورت زير محاسبه مي‌شود.

امپدانس خروجي تغيير نمي‌كند. چون ما براي محاسبه امپدانس خروجي، ورودي را اتصال كوتاه مي‌كنيم. با دانستن مقدار zin ما مي‌توانيم در طراحي جديد يك شبكه تطبيق قرار دهيم.
يكي از توپولوژيهاي ممكن كه مي توانيم بر اين منظور در نظر بگيريم استفاده از خازنهاي سري مطابق شكل (11) است. بدين طريق كه بلوك را اضافه مي‌كنيم تا در اتصال كوتاه DC به زمين جلوگيري كنيم.

شكل (10) منابع ميكسر BJT براي IF, RF

شكل (11) شبكه matching ورودي براي ميكسر BJT در حالت single-ended
چندين تبديل مختلف وجود دارد كه مي‌تواند در شكل (11) به كار رود.

در ابتدا بايد توجه كرد كه به جاي باياس كردن بيس ترانزيستور با استفاده از RFC مي‌توانيم R1 را مستقيماً به كنتاكتهاي ميان CB1, L1 متصل كنيم. در اين مورد ما به آرامي بيس ترانزيستور را از طريق L1 و ادامه دادن ايزولاسيون سيگنال RF از تغذيه DC (با زمين كردن RF بوسيله CB1) باياس مي‌كنيم.
وظيفه ديگر شبكه تطبيق اين است كه شرايط اتصال كوتاه را براي IF فراهم كند حتي با وجود اينكه امپدانس سلف L1 در فركانس IF نسبتاً كوچك است، ما مي‌توانيم آن را با انتخاب مقداري براي CB1 به طوريكه L1-CB1 در فركانس IF يك تشديد سري به وجود آورند كه به آرامي كاهش دهيم. براي مثال اگر ما CB1 را 120pF انتخاب كنيم ما يك مدار اتصال كوتاه قابل اطمينان براي سيگنال RF پيدا كرده‌ايم. و مسير به طرف زمين را براي سيگنال IF بهبود بخشيده‌ايم. شبكه تطبيق ورودي اصلاح شده در شكل (12) نشان داده شده است.

شكل (12) شبكه تطبيق ورودي اصلاح شده.
شبكه تطبيق خروجي با استفاده در يك روش مشابه بهبود داده مي‌شود. شبكه تطبيق يك سلف L2 موازي و يك خازن C2 سري را دربر مي‌گيرد.
مقادير C2 = 102 1 PF, L2 = 416 Nh است. اين توپولوژي اين اجازه را بر ما مي‌دهد كه RFC در كلكتور را حذف كنيم. بنابراين مسئله‌اي كه با اين توپولوژي است آن است كه اين توپولوژي نمي‌تواند يك اتصال كوتاه به سمت زمين براي اتصال RF فراهم كند كه اين مي‌تواند موجب تداخل با خروجي شود.
براي جبران شدن اين اشكال L2 را با يك تركيب LC جايگزين مي‌كنيم. در اينجا خازن اضافه شده C3 مقدار 120 PF را انتخاب مي كند تا شرايط زمين شدن مناسب براي سيگنال RF فراهم كند مقدار L2 برابر با 5.2 Nh اصلاح مي‌شود. مدار كامل ميكسر single-ended طراحي شده در شكل (13) نشان داده شده است.

شكل (13) مدار كامل براي يك ميكسر low- side-injection,single-ended در حالتي كه FIF = 200 MH FRF = 1900MH
اين طراحي چندين هدف را ارائه مي‌كند كه شبكه تطبيق مي‌تواند انجام دهد. در يك نگاه گذرا آنها اغلب براي فهميدن مشكل هستند. خصوصاً اينكه تطبيقي (جداسازي شبكه‌هاي دو تائي چالشهائي براي طراح به وجود مي‌آورند. مشكل اصلي اين طراحي LO اين است كه سختي كار به فراهم كردن انرژي LO، مادامي كه جداسازي ميان سيگنالهاي IF,RF,LO براي كاربردهاي باند به هم ادامه‌ دارد وابسته مي‌شود.

ميكسر دوديودي متقابل در اتصال با يك كوپلر هيبريد توانائي را ارائه مي‌كند كه اين طور كارهاي پهن باند را هدايت مي‌كند. علاوه بر اين مزاياي بيشتري مربوط به جلوگيري نويز و در مد نادرست فراهم مي‌كند. نويز به وجود آمده در اسيلاتورها و تقويت كننده‌ها ناشي از تشديدهاي پارازيتي نويز گرمائي مي‌تواند به طور بحراني مقدار نويز در گيرنده را بالا ببرد شكل (14) طراحي ميكسر اصلي را نشان مي‎دهد.