دانلود مقاله اینورترها ( مبدل ها )

بخشی از مقاله

مبدل DC به AC تك فاز:
در كاربردي كه ذكر شد در واقع يك منبع توليد كننده سيگنال AC با ولتاژ و فركانس مختلف نياز مي باشد. يك مبدل توان DC به AC مد سوئيچينگ (اينورتر) در اين نوع كاربردها استفاده مي گردد كه ورودي آن سيگنال DC و خروجي آن يك سيگنال AC مي باشد. اگر ورودي اين اينورتر يك منبع ولتاژ DC باشد به آن اينورتر منبع ولتاژ (VSI)‌گويند و اگر ورودي آن منبع جريان DC باشد به آن اينورتر منبع جريان (CSI) مي گويند. كه CSI براي توانهاي بسيار بالا كاربرد دارد. در اينجا اينورتر مورد نظر، از نوع VSI مي باشد.

VSI در واقع به دو نوع اينورتر تكفاز و اينورتر سه فاز تقسيم مي گردد. كه اينورتر تكفاز مــي بايست بار AC تكفاز با يك كيفيت توان بالا و هارمونيك پايين را تأمين نمايد.
در شكل 1-1 توپولوژي كلي يك اينورتر آورده شده است:

(شكل 1-1)
همان طور كه در شكل 1-1 نشان داده شده است، اينورتر داراي دو پايه (B, A) مي باشد كه به بار تكفاز خروجي متصل گشته و آنرا تأمين مي كند. دو خازن با مقدار يكسان به صورت سري دو سر ولتاژ DC ورودي قرار گرفته است كه نقطه اشتراك آنها به زمين متصل مي باشد. كه اين اتصال باعث مي گردد كه ولتاژ دو خازن دقيقاً گردد. يك الگوريتم سوئيچينگ شخصي را مي توان به چهار ماژول سوئيچ T1 ، T2، T3 و T4 جهت كنترل اينورتر براي ايجاد يك سيگنال سينوسي با فركانس و دامنه مورد نظر اعمال نمود. در ميان اشكال مختلف سوئيچينگ عملي، روش PWM (Pulse With Modulation) . بطور كلاسيك و وسيعتر بكار مي رود كه در اين مورد در بخشهاي بعد توضيح داده خواهد شد.

مدولاسيون پهناي پالس (PWM) ‍:
تكنيك مدولاسيون پهناي باند (PWM)، يك روش موثر براي كنترل فركانس و دامنه ولتاژ خروجي منحني باشد. شكلهاي كنترلي PWM مختلف كه در اينجا بررسي مي گردد اصولاً به دو دسته تقسيم مي گردد، يكي PWM بر اساس حامل مي باشد و ديگري PWM فضاي برداري مي باشد كه PWM فضاي برداري براي سه فاز مورد استفاده است كه مورد بحث اين پروژه نيست. در اينجا PWM بر اساس حامل براي دستگاههاي تكفاز مورد بررسي قرار مي گيرد. شكل 2-1 يك شماي كلي از مدولاسيون PWM مي باشد:

(شکل 2-1)
جهت توليد يك ولتاژ سينوسي در فركانس مشخص مثلاً f1، يك سيگنال كنترل سينوسي Vcontrol در فركانس مورد نظر (f1) با يك موج مثلثي (Vcarrier) مقايسه مي گردد شكل 2-1. در هر نقطه مشترك، يك گذر در شكل موج PWM با توجه به شكل 2-1 ظاهر مي گردد. وقتي Vcontro1 بزرگتر از Vcarrier باشد خروجي PWM مثبت مي شود و و قتي كوچكتر از Vcarrier باشد شكل موج PWM منفي خواهد شد. فركانس ولتاژ حامل (Vcarrier) در واقع فركانس سوئيچ (fs) اينورتر را بيان مي كند. (fs)، انديس مدولاسيون را براي اين سيستم داريم:

كه در اين رابطه Vcontro1 در ماكزيمم دامنه سيگنال كنترلي قرار مي گيرد، در حاليكه Vtri‌مقدار ماكزيمم سيگنال و مثلثي (حامل) مي باشد. همچنين نرخ مدولاسيون فركانسي بصورت زير تعريف مي گردد:
mf در واقع نرخ بين فركانس حامل و سوئيچينگ مي باشد؛ جزء اصلي ولتاژ خروجي (Vout) نيم پل، داراي مشخصه معادله زير و منطقه مدولاسيون خطي مي باشد.

Vout=mi.Vd mi≤1.0
اين معادله نشان مي دهد كه نتيجه مورد نظر كه دامنه مي باشد بطور خطي با انديس مدولاسيون نسبت مستقيم دارد. مقدار mi از صفر تا 1 را مي توان بعنوان محدودة كنترل خطي سيگنال حامل سينوسي PWM در خروجي تعريف كرد.
اشكال مختلف روش سوئيچينگ PWM :

تا به حال با مفاهيم مبدل توان DC به AC و مدولاسيون PWM آشنا شديم. در كاربردهاي تكفاز آنچه بطور خاص مورد نظر مي باشد ولتاژ خروجي است كه به بار منتقل مي شود. همانطور كه قبلا ديده شد، ولتاژ خروجي، اختلاف بين دو پايه A و B از پل ترانزيستوري مي باشد. نكته ديگري كه مد نظر است مقدار THD (Total Harmonic Disturtion) مي باشد كه بايد تا حدامكان مقدار كمي داشته باشد.
مدولاسيون PWm دو قطبي :

سوئيچينگ PWM دو قطبي در واقع يك شماي سوئيچينگ كلاسيك مي باشد كه براي اينورتر تكفاز بكار مي رود. جفت ترانزيستور (T4, T1) و (T3, T2) در شكل 1-1 روي لنگه هاي مختلف پل بطور همزمان روشن و خاموش مي گردند. ولتاژ خروجي در اين حالت بصورت دو قطبي (مثبت و منفي) مي گردد چون هيچ حالت صفري در آن وجود ندارد.شكل موج خروجي برابر ولتاژ نقطه VAO در شكل 1-1 مي باشد با اين تفاوت كه دامنه آن دو برابر مي باشد. اصول يك PWM دو قطبي را مي توان در معادله زير خلاصه كرد:

Vout = Vd when Vcontrol > Vcarrier
Vout == Vd when Vcontrol < Vcarrier

(شکل 3-1)

شكل 3-1 يك شرحي از مدولاسيون PWM دو قطبي را با پارامترهاي mf=15 و mi=0.8 بصورت گرافيكي بيان مي كند. از روي شكل مي توان فهميد كه VBO دقيقاً معكوس VAO در هر زمان مي باشد، بنابراين هيچ حالت صفري در خروجي ندارد، Vout=VAO-VBO كه باعث
توليد ولتاژ دو قطبي در خروجي گرديده است. در شماي مدولاسيون PWM دو قطبي، اگر نرخ مدولاسيون فركانس را عدد فرد انتخاب كنيم، ولتاژ خروجي Vout نسبت به مبدأ يك شكل موج متقارن و دو نيم موج مي گردد كه در اين حالت هارمونيكهاي زوج در خروجي حذف مي گردد.
مدولاسيون PWM تك قطبي :

در اين مدولاسيون جفت سوئيچهاي (T4, T1) و (T3, T2) در اينورتر H-Bridge (نيم پل)، بطور همزمان همانطور كه در دو قطبي ديده شد عمل نمي كند. در واقع لنگه A و B در شكل 1-1 بطور مجزا و غير وابسته با قياس دو سيگنال Vcontrol1 و Vcontrol2 با سيگنالهاي حاصل مشابه آنها عمل مي كند. شكل 4-1 اين شماي سوئيچينگ تك قطبي را به همراه خروجي mi=0.8 و mf=12 نشان مي دهد:

(شکل 4-1)
الگوريتم سوئيچينگ PWM تك قطبي، در معادله زير نشان داده شده است:
Vout = Vd when T1, T4 is ON
Vout = -Vd when T2, T3 is ON
Vout= 0 when T1,T3 or T3, T4 is ON

از شكل 1-3 و معادله بالا مشخص مي گردد كه ولتاژ خروجي بين 0 تا +Vd يا 0 تا -Vd در هر نيم پريود اصلي تغيير مي كند. بنابراين شماي PWM بنام PWM تك قطبي شناخته مي گردد. تغيير ولتاژ در هر سوئيچينگ در قياس با حالت قبل كه مقدار 2Vd را داشت در اين حالت (تك قطبي) تغيير ولتاژ Vd مي باشد. همچنين در اين نوع PWM امكان انتخاب مقدار نرخ مدولاسيون فركانس( mf ) بعنوان يك عدد زوج براي حذف اجزاي هارمونيكها در فركانس سوئيچينگ (fs) وجود دارد.

شماي PWM تك قطبي بهبود يافته :
اين نوع PWM با دو حالت قبل تفاوت دارد. در اين مورد، هر دو لنگه هاي نيم پل اينورتر تك فاز در فركانسهاي مختلف سوئيچ مي كند. بطور مثال لنگه A در فركانس پايه f1 سوئيچ مي كند در حالي كه لنگه B در فركانس حامل f2 سوئيچ مي كند كه مقدار آن خيلي بزرگتر از f1 مي باشد. اين نماي سوئيچينگ PWM يك سرعت سوئيچينگ، متعادل بين دو لنگه هاي اينورتر ايجاد مي كند. همچنين يك ولتاژ خروجي تك قطبي كه مقدارش بين 0 و +Vd و بين 0 و Vdـ مي باشد ايجاد مي گردد. شكل 5-1 يك شرحي از اين نوع مدولاسيون با mi=0.8 و mf=15 آورده شده است:

(شکل 5-1)
براي بدست آوردن تقارن نيم موج و فرد در ولتاژ خروجي جهت حذف هارمونيكهاي زوج، نرخ مدولاسيون فركانس نبايد بعنوان مضرب فردي انتخاب گردد. اين نوع مدولاسيون داراي مزاياي كاهش مزاحمتهاي مغناطيسي الكتريكي فركانس بالا (EMI) مي باشد. همانطور كه در شكل 5-1 ديده مي شود، بر عكس دو نوع مدولاسيون ديگر، سيگنال مدولاسيون (Vcontrol) در اين الگوريتم يك سيگنال ناپيوسته مي باشد كه در واقع اسپكتروم فوريه متفاوتي را ايجاد مي كند.

بلوك دياگرام كلي مدار پروژه :

(شکل 6-1)
همانطور كه در شكل 6-1 مشاهده مي شود، سيگنال AC برق شهر وارد يك يكسوساز تمام موج شده و بعد از يكسو شدن توسط خازن صاف مي گردد. سپس سيگنال DC وارد مبدل DC به AC تمام پل (Full Bridge) شده و در آنجا به يك سيگنال AC مربعي تبديل مي گردد، ورودي اين بلوك از يك مدار كنترلي (ميكروكنترلر) مي آيد و فرمانهاي آن توسط ميكروكنترلر سري 8051 توليد مي گردد، صفحه كليد جهت وارد كردن مقدار فركانس به ورودي ميكروكنترلر بكار مي رود، همچنين نمايشگر LCD براي نمايش عدد وارد شده استفاده مي شود. در خروجي اينورتر دو سيگنال مربعي و سينوسي توليد مي گردد، كه خروجي مربعي بعد از يك فيلتر LC پايين گذر به يك سيگنال تقريبا سينوسي تبديل مي گردد، در اين بخش بلوك دياگرام آورده شده را بطور دقيق تري بررسي مي كنيم:
يكسو ساز تمام موج :

اين مدار يك يكسو ساز تمام موج كه توانايي تحمل ولتاژ معكوس تا 400 ولتاژ را دارد استنفاده شده است، مقدار خازن الكتروليت بكار رفته در خروجي آن، بايد به اندازه اي باشد كه براي جريان مورد نياز داراي كمترين ريپل ممكن باشد، بايد توجه داشت كه چون اين مدار بصورت سوئيچينگ مي باشد بر روي خطوط برق نويزي اندازد كه براي جلوگيري از آن در ورودي يكسوساز يك فيلتر خط كه بصورت زير مني باشد قرار داده مي شود كه در اينحالت از عبور پالسهاي فركانس بالا به خطوط انتقال جلوگيري مي كند.

(شکل 7-1)

مبدل DC به AC :
همانطور كه گفته شد مبدلهاي مختلفي براي تبديل سيگنال DC به AC وجود دارد كه در اينجا از مدار تمام پل استفاده كرده ايم. در اين مدار كه از قطعات IGBT به عنوان عنصر قابل سوئيچ استفاده شده است نياز به درايور براي كنترل گيتهاي IGBT مورد نياز مي باشد. كه در اين پروژه از 2 آي سي درايور نيم پل IR2113 جهت كنترل هر لنگه از پل بهره برده شده است. كه شرح كامل آن در ادامه امده است.

IGBT :
IGBT جز قطعات حامل اقليت مي باشد كه داراي مشخصه هدايتي خيلي زيادي است با توجه به اينكه مشخصات ماسفت قدرت را نيز که شامل سهولت در راه اندازي، ‏ قابليت جريان بالا و داراي سطح عملكرد مطمئن مي باشد داراست .
معمولاَ IGBT داراي سرعت كمتري از ماسفت مي باشد اما در تكنولوژي ساخت جديد اين قطعه، مشخصات سوئيچيگ IGBT به حد ماسفت قدرت رسيده است بدون اينكه مشخصه هدايت بالاي آن كه جهت تشابه خروجي آن به ترانزيستور BJT مي باشد تغيير نمايد.

(شکل 7-1)
ساختار سيليكون و مدار معادل:
بغير از بدنه ‏ ،ساختار داخلي IGBT به ماسفت شباهت زيادي دارد. هر دو قطعه يك ساختار گيت پلي سيليكن مشابه و چاله هاي P به همراه اتصالات سورس دارند در هر دو قطعه نيمه هادي نوع N زير چاله هاي P از نظر ضخامت و مقاومت بگونه اي تزريق مي گردند كه بتوانند نرخ ولتاژ قطعه را نگهدارند و تحمل نمايند. به هر حال‏ با وجود خيلي از تشابهات موجود‏ عملكرد فيزيكي IGBT و ترانزيستور BJT ، شباهت آن نسبت به ماسفت بيشتر است. اين مشخصه به علت بدنه مي باشد كه مسئول تزريق حامل اقليت به ناحيه N می باشد و در نتيجه مدولاسيون هدايتي را ايجاد مي كند ماسفت قدرت كه از مدولاسيون هدايت بهره اي نمي برد در ناحيه N تلفات زيادي دارد.

مشخصات هدايت :
همانطور كه در مدار معادل مشاهده مي شود افت ولتاژ دو سر IGBT مجموع دو قطعه يعني يك افت ولتاژ ديود در عرض اتصال PN و افت ولتاژ در عرض ماسفت راه انداز مي باشد. بنابراين بر خلاف ماسفت قدرت، ‏افت ولتاژ حالت روشن در دو سر يك IGBT كمتر از ولتاژ آستانه ديود مي باشد. افت ولتاژ دو سر ماسفت راه انداز ‏ از طرف ديگر مشابه مشخصه ماسفت هاي ولتاژ پايين مي باشد كه حساس به ولتاژ راه انداز گيت است.
همانطور كه درشکل 8-1 و 9-1 ديده مي شود براي جريانهاي نزديك جريان ماكزيمم‏ يك افزايش در ولتاژ گيت باعث كاهش در ولتاژ كلكتور و امیتر مي گردد.

(شکل 8-1)

(شکل 9-1)
چون در محدوده كار، ‏‏‏‏‏‏گين PNP با افزايش جريان افزايش مي يابد ولتاژ گيت نيز باعث افزايش ولتاژ و در نتيجه افزايش جريان داخل كانال ميگردد ‏ بنابراين سبب كاهش افت ولتاژ در ترانزيستور PNP مي گردد كه در واقع با يك ترانزيستور ماسفت قدرت كه حساس به ولتاژ گيت نيست كاملا متفاوت است.
دو راه حل براي كاهش افت ولتاژ توسط طراح سيستم وجود دارد:
الف) كاهش مقاومت ماسفت در هنگام روشن شدن كه با افزايش چگالي سلولی اين قطعه قابل دسترسي است.
ب) افزايش گين PNP

مشخصات سوئيچنگ:
بزرگترين محدوديت در سرعت خاموش كردن يك IGBT در واقع زمان ماندگاري حاملهاي اقليت در كانال N مي باشد . بطور مثال در بيسPNP چون اين بيس قابل دسترسي نمي باشد مدار راه انداز خارجي نمي تواند زمان سوئيچ را بهبود بخشد بايد بخاطر داشت كه چون PNP بصورت دارلينگون بسته شده است هيچ زمان ذخيره اي ندارد و زمان خاموش شدن خيلي سريعتر از يك PNP اشباع رفته مي باشد. با وجود اين ممكن است اين زمان كم سوئيچينگ نيز براي فركانسهاي بالا كافي نباشد.

نکته: در كل IGBT قطعه ای است كه مزاياي گيت ايزوله و عدم نياز به جريان براي راه اندازي را از ترانزيستور ماسفت و قابليت جريان دهي بالا و افت ولتاژ كم را از ترانزيستور BJT به ارث برده است كه اين مزايا ما را تشويق به استفاده از اين قطعه مفيد و جديد كرد.
راه انداز يا درايور IGBT :

همانطور كه در قسمت قبل گفته شد بدلیل وجود خازن در گيت ترانزيستور IGBT به يك درايور براي روشن و خاموش كردن ترانزیستور مورد نياز مي باشد كه در اينجا از IR2113 استفاده شده است. اين قطعه كه يك درايور IGBT و ماسفت قدرت با سرعت و ولتاژ بالا مي باشد داراي دو كانال خروجي با مراجع بخش بالا و پايين مجزايي مي باشند به اين معنا كه چون در يك نيم پل دو ترانزيستور بصورت سري با يكديگر قرار گرفته اند، براي روشن كردن ترانزيستور پاييني كه امیتر آن به زمين متصل است كافيست با اعمال يك ولتاژ 10 تا 15 ولت به گيت ترانزيستور نسبت به زمين آن را روشن نمود. اما ترانزيستور بالايي كه امیتر آن به كلكتور

ترانزيستور پاييني متصل است براي روشن شدن نياز است كه گيت آن از امیتر 10 تا 15 ولت بزرگتر باشد كه در اينجا امیتر ديگر نمي تواند به زمين متصل گردد لذا مرجع اين ترانزيستور نسبت به ترانزيستور پاييني مجزاست. در واقع درايور اين قابليت را ايجاد مي كند كه مرجع طبقه بالايي بتواند تا ولتاژ تغذيه پل بدون صدمه رسيدن به آن افزايش يابد. ورودي اين درايور در واقع مي تواند مستقيم به يك مدار لاجيك با منطق 1 و 0 با تكنولوژي TTL يا CMOS متصل گردد و با صفر و 1 كردن ورودي مي تواند خروجي ها را سوئيچ نمايد. در داخل اين آي سي مدارات مختلفي براي انجام اين عمل تعبيه شده است. در زير شكل اين درايور آورده شده است:
(شکل 10-1)

شرح آي سي IR2113 :
بلوك دياگرام اين قطعه در شكل 11-1 نشان داده شده است، اين قطعه داراي دو مرجع زمين براي بخش پايين پل و يك مرجع براي مدارات گيت شناور است كه در اينجا ترانزيستور بالايي پل مي باشد. نحوه سوئيچ كردن خروجي درايور براي هر دو بخش بالا و پايين تقريباً يكسان مي باشد.
اين قطعه داراي دو تغذيه مجزا مي باشد كه يك تغذيه مربوط به بخش ورودي كه به مدارات ديجيتال و منطقي متصل مي گردد كه مي تواند از 5 تا 15 ولت باشد، (VSS, VDD)، تغذيه ديگر مربوط به خروجي درايو است كه براي روشن كردن گيت ترانزيستور IGBT بكار مي رود كه مقدارش 15V مي باشد. (VS ,VB)، (Com, VCC)، كه هر كدام مربوط به راه اندازي يك ترانزيستور مي باشند.

پايه هاي ورودي كنترلي اين قطعه عبارتند از HIN و LIN و SD كه براي كنترل روشن و خاموش كردن ترانزيستور بكار مي روند، ورودي اين پايه ها مي تواند از VSS تا VDD تغيير كند. پايه HIN براي كنترل ترانزيستور شناور در خروجي درايور بكار مي رود، LIN پايه كنترلي برای ترانزيستور با مرجع زمين استفاده مي شود در واقع اگر منطق 1 به هر كدام از اين پايه ها اعمال شود خروجي درايور ولتاژي حدود 15-12 ولت به گیت ترانزيستور منتقل كرده و آنرا روشن مي كند.

پايه SD در واقع Shut down مي باشد كه اگر اين پايه از نظر منطقي 1 گردد درايور غير فعال مي گردد يا به عبارتي خروجي آن صفر مي شود و ترانزيستورهاي خروجي از حالت هدايت خارج مي گردند. بايد توجه داشت اگر IC به حالت Shut down رود براي اينكه از اين حالت خارج گردد و درايور بتواند به كار خود ادامه دهد بايد حتماً در يك لحظه پايه هاي HIN يا LIN صفر گردند تا مدار داخلي آن را ري ست كنند تا مدار داخلي بتواند وظيفه فرمان به خروجي را صادر نمايد. در غير اين صورت حتي اگر SD صفر شود و پايه هاي HIN و LIN مقدار 1 منطقي داشته باشند خروجي آنها صفر خواهد ماند و ترانزيستورها خاموش مي مانند.
در دياگرام زماني زير اين موضوع به وضوح ديده مي شود:

(شکل 11-1)
مدار ساده اي كه به صورت نيم پل براي اين IC بسته مي شود در زير آورده شده است:

(شکل 12-1)
همانطور كه در شكل 12-1 مشاهده مي شود بخش پاييني درايور يعني خروجي LO توسط يك ديود و مقاومت موازي شده كه ديود براي تسريع در خاموش شدن ترانزيستور و مقاومت براي محدود كردن جريان اوليه گيت بكار رفته ، به گيت ترانزيستور وارد مي گردند. يك خازن دو سر تغذيه Vcc و Com قرار گرفته است كه مقدار قابل محاسبه مي باشد. در بخش بالايي درايور علاوه بر ديود و مقاومتي كه براي روشن و خاموش كردن ترانزيستور بكار رفته اند از يك خازن CD و ديود

DF نيز استفاده شده است. اين دو قطعه به پايه VB متصل شده اند. بايد توجه داشت كه چون مدار درايو بخش بالاي درايور داراي مرجع زمين نمي باشد و VS مــي تواند هر ولتاژي را به خود بگيرد لذا لازم است كه VB كه به عنوان ولتاژ تغذيه براي راه اندازي گيت ترانزيستور بكار مي رود همواره يك ولتاژ حدود 12 تا 15 ولت داشته باشد كه در تمام شرايط اختلاف VD و VS از اين مقدار كمتر نگردد تا مدار درايو بخش بالايي بتواند كار خود را درست انجام دهد. براي انجام اين كار

مي توان از يك تغذيه مجزا استفاده نمود و با اتصال آن به پايه هاي VB و VS اين مشكل را مرتفع كرد. اما اين روش نياز به يك تغذيه اضافه دارد كه براي جلوگيري از اين هزينه يك مدار Boot Strap با خازن و ديود سريع CF و DF ساخته شده است كه با اتصال به پايه هايي كه در شكل آورده شده است مي توان تغذيه اضافي را حذف نمود. در واقع در حالتي كه ترانزيستور پايين روشن مي باشد خازن CF از طريق ديود DF و تغذيه VCC شارژ شده و سپس در حالتي كه گيت ترانزيستور بالا قرار است روشن گردد مقدار انرژي را از ولتاژ شارژ شده در CF تهيه مي كند. مقدار CF با توجه به فركانس كار جريان مورد نياز در خروجي و ولتاژ VCC تغيير

مي كند كه با محاسبه دقيق اين مقدار مي توان يك راه انداز گيت ترانزيستور خوب طراحي نمود. بايد توجه داشت كه داخل اين آي سي از مدارات حفاظتي مختلفي استفاده شده است كه يكي از مهمترين آنها Undervoltage , Loclcout مي باشد كه اين مدار براي جلوگيري از صدمه رسيدن به آي سي در صورتي كه ولتاژ دو سر CF هنگام راه اندازي گيت از مقدار 10 ولت كاهش يافت جلوگيري نمايد. در واقع اگV ولتاژ CF در آن هنگام از اين مقدار كمتر گردد خروجي درايو غير فعال مي گردد تا اينكه مجدداً ري ست گشته و ولتاژ CF افزايش يابد.براي اينكه چنين مشكلي در هنگام كار درايور پيش نيايد بايد مقدار Cو CF بطور دقيق محاسبه گردد، كه شرح طراحي آن در ادامه آورده شده است.

ملاحظات طراحي بخش درايور IR2113‌ :
طراحي تغذيه درايو و ترانزيستورها :
طراحي تغذيه اين IC مشكل نيست، اولين چيزي كه بايد در نظر گرفت مقدار تغذيه مورد نياز براي گيتهاي سوئيچهاي قدرت مي باشد. براي اكثر ماسفت و IGBT نكته اي كه حائز اهميت است آنست كه ولتاژ بالاتر از حدود 8 تا 9 ولت مي تواند گيت ترانزيستور را تحريك كند كه بايد توجه داشت از over charging يا ازدياد ولتاژ ورودي گيت براي شارژ بيش از حد آن جلوگيري كرد، زيرا هم تلفات افزايش يافته و هم خاموش شدن ترانزيستور با تاخير صورت مي گيرد. پس ولتاژ القا شده و زمان اعمال آن، از اهميت بالايي برخوردار است.
نکته: در طراحي بايد سه بخش زير لحاظ شود :

1. طراحي تغذيه با ياس
2. تاخير در انتشار
3. تلفات توان و طراحي بخش انتقال حرارت (heatsink).
طراحي باياس تغذيه :

طراحي تغذيه باياس آي سي ولتاژ بالا (HVIC)، در عمل زياد مشكل نيست. اول از همه ولتاژ گيت مورد نظر براي سوئيچ قدرت بايد مشخش شود. براي بيشتر، ماسفت و IGBT اين نكته وجود دارد كه با افزايش ولتاژ گيت سورس افت ولتاژ مستقيم سوئيچ كاهش پيدا نمي كند معمولاً اين سوئيچ در 8 تا 9 ولت اتفاق مي افتد. بايد از شارژ زياد گيت ترانزيستور قدرت جلوگيري كرد زيرا شارژ بيش از حد زمان خاموش شدن آنرا افزايش مي دهد. همچنين چون شارژ بيشتري انتقال مي يابد بنابراين تلفات ايجاد شده در آي سي و قطعات سوئيچ افزايش مي يابد. در نهايت با افزايش زمان مورد نياز براي خاموش شدن قطعه، ماسفت قدرت، احتمال روشن ماندن آن هنگام روشن كردن قطعه ديگر مي گردد. پس در كل نتيجه مي گيريم بايد از شارژ اضافه گيت خودداري نمود.
موارد قابل توجه براي كاهش ولتاژ (Under voltage) :

طراح بايد به اين نكته توجه داشته بHشد كه چه مقدار ولتاژ تغذيه باياس مي تواند قبل از افزايش افت ولتاژ مستقيم سوئيچ بطور ناگهاني كاهش پيدا كند. معمولاً اين ولتاژ، 8 ولت يا كمتر مي باشد. در آي سي هاي درايور معمولاً از 7/7 تا 9 ولت كمتر مدار حفاظت Under voltage عمل مي كند. براي ري ست كردن اين مدار لازم است كه ولتاژ تغذيه حداقل 25/0 ولت از سطح حفاظت شده افزايش يافته و يكي از وروديهاي HIN يا LIN براي روشن شدن قطعه قدرت مجدد فعال گردد.

طراحي مدار باياس قسمت پايين:
طراحي اين بخش ساده است اما بايد از نظر نويز پاك و داراي مقاومت و اندوكتانس كمي بين تغذيه VCC و سورس وجود داشته باشد. همچنين نقطه اتصال ترمينال Com و سورس بايد كوتاهترين مسیر با امپدانس كم باشد. معمولاً يك خازن با مقاومت نشتي كم و در حد چند ميكرو فاراد كه بين VCC و Com قرار مي گيرد و كفايت مي كند. در هر شرايطي اين خازن بايد شارژ كافي براي انتقال انرژي به خازن بوت استرپ وقتي ترمينال VS به Com وصل مي شود را پيدا كند. اين وقتي عملي مي گردد كه سوئيچ پاييني روشن و بالايي خاموش باشد. نكته ديگري كه بايد به خاطر سپرد آنست كه ولتاژ باقي مانده روي خازن باي پس، از انتقال ولتاژ به خازن بوت استرپ نبايد باعث كاهش ولتاژ به كمتر از سطح حفاظتي Under voltage برسد. اين مقدار حدود 9.09V مي باشد. البته براي رسيدن به اين، كافيست خازن باي پس را 10 برابر خازن بوت استرپ قرار داد.

طراحي مدار بوت استرپ :
باياس بالا توسط خازن بوت استرپ كه در سيكلهاي پشت سر هم refresh مي گردد تامين مي گردد. يك سيكل refresh زماني است كه سوئيچ پايين روشن بوده و هدايت مي كند و يا ديود بدنه روشن باشد. مقدار خازن بوت استرپ بايد با دقت محاسبه گردد. بطور مثال خازن بايد خيلي بزرگ باشد كه نياز به زمان روشن زياد داشته باشد. همچنين نبايد آنقدر كم باشد كه ولتاژ به زير ولتاژ حفاظت Under voltage بيايد و مدار trip عمل نمايد.
اگر رابطه زير را در نظر بگيريم مي توان شارژ مورد نياز براي refresh كردن خازن با ياس را محاسبه كرد :

VBS1 : ولتاژ CBS دقيقا بعد از refresh شدن
VBS2 : ولتاژ CBS دقيقا قبل از refresh شدن
CBS : خازن بوت استرپ
QG : شارژ انتقال يافته به گيت روشن

(شکل 13-1)
شكل 13-1 عملكرد مدار بوت استرپ را نشان مي دهد. اين شكل سرهاي جريان refresh را براي شارژ خازن بوت استرپ كه براي راه اندازي سوئيچ بالا آماده مي گردد را نشان مي دهد.

همانطور كه قبلاً گفته شد هر گاه سوئيچ پايين ديود بدنه يا ديود Flyback هدايت كند نقطه VS كه بار به آن متصل است به پتانسيل com متصل مي گردد. ولتاژ VCC باعث ايجاد جريان در ديود بوت استرپ شده، خازن بوت استرپ و سوئيچ پاييني مطابق شكل مي گردد.
براي شارژ سريع خازن بوت استرپ، بدون ringing و overshoot زياد، مسیر refresh بوت استرپ بايد كوتاه و ضخيم باشد. در اينجا نياز به خازن با نشتی كم دكوپلينگ بين VCC و Com مي باشد. خازن بوت استرپ و ديود بايد همچنين در نزديك آي سي درايور قرار گيرند تا حلقه اي كوتاه ايجاد نمايند و باعث كاهش امپدانس حلقه گردند.

براي اطمينان از شارژ كافي خازن بوت استرپ، معمولاً بايد سوئيچ بايد بطور متناوب روشن گردد تا از refresh كافي خازن بوت استرپ اطمينان حاصل گردد. عدم استفاده از ديود بدنه يا هرز گرد پايين براي تهيه عمل refreshing بدون روشن كردن فيزيكي سوئيچ پاييني ممكن است تحت شرايط مختلف خللي در refresh خازن بوت استرپ ايجاد گردد. اين وقتي اتفاق مي افتد كه جريان بار يا صفر باشد و يا توسط ديود هرز گرد به سمت باس ولتاژ بالا در حال حركت باشد. اين شرايط بيشتر در راه اندازي موتور اتفاق مي افتد.

پس حتماً بايد سوئيچ پايين در هر سيكل روشن شده و خازن را شارژ كند.
بطور تجربي مي توان مقدار خازن بوت استرپ را از نوع سراميك در محدودة 0.9 تا 0.15 میکروفاراد براي اكثر ماسفتهاي كوچك و متوسط استفاده نمود.
خازنهاي SMD كه داراي پايه نيستند داراي اندوكتانس سري كمتر و زمان شارژ سريعتر مي باشند. ديود بوت استرپ بايد يك نوع ولتاژ بالاي سيگنال كوچك باشد كه قادر به مسدود كردن ولتاژ باس DC به اضافه VCC گردد. شارژ ديود بايد خيلي سريع صورت گيرد و در آن زمان خازن بوت استرپ را دشارژ نكند، جريان نشتي

معمولاً در نظر گرفته نمي شود، زيرا جريان و شارژ ديود از نشتي خازن خیلی بيشتر مي باشد. يك ديود سيگنال 1000 ولت مثل 1N5622 به ديود ولتاژ پايين تر ترجيح داده مي شود زيرا خازن اتصال و زمان شارژ آن كوچكتر است. همچنين يك ديود ولتاژ بالاتر داراي جريان باياس معكوس كمتري مي باشد. از ديودهاي 1N4000 بايد اجتناب كرد.

مقدار خازن مورد نياز براي مدار بوت استرپ، بستگي به ولتاژ VCC، فركانس سوئيچ، مقدار جريان مورد نياز براي تغذيه بخش بالايي IR2113 و مقدار خازن گيت يا شارژ گيت مورد نظر براي شارژ كردن گيت بطور كامل دارد. مقدار شارژ مورد نياز براي گيت در مشخصات ترانزيستور آورده شده است.
همانطور كه قبلا گفته شد، بخش مدار بوت استرپ بايد تا حد امكان كوچك بوده تا سلفهاي سري مدار بوت استرپ به كمترين مقدار برسد. اندوكتانس زياد با شارژ سريع خازن بوت استرپ در طول خاموش بودن بخش بالايي راه انداز IR2113 مخالفت مي كند.

يك مثال واقعي : يك مقدار دقيق تر براي محاسبه خازن بوت استرپ نسبت به آنچه در معادله 1 بيان شد، با در نظر گرفتن جريان تغذيه باياس بخش بالايي به IR2113 و اثرات نشتي و بهبود (recoverry) ديود بوت استرپ صورت مي گيرد. واضح است كه فركانس PWM روي مقدار خازن بوت استرپ نيز تاثير مي گذارد. بنابراين، در محاسبه خازن بهتر است فركانس PWM را نيز در نظر گرفت مقدار خازن را مي توان از معادله زیرمحاسبه كرد:

IDR : جريان نشتي معكوس ديود بوت استرپ
IQBS : جريان تغذيه بخش بالايي
Qrr : شارژ ديود بوت استرپ
QG : شارژ روشن شدن گيت
FPWM : فركانس كار PWM
VBS1 : ولتاژ CBS دقیقاً بعد از عمل refresh
VBS2 : ولتاژ CBS دقيقاً قبل از عمل refresh
CBS : خازن بوت استرپ

به عنوان مثال فرض مي كنيم از ديود IR450 با تغذيه 15 ولت و افت 5/0 ولت در يك سيكل PWM (VBS1-VBS2) با شارژ معكوس ديود 16 نانو كولني جريان نشتي 2 ميكرو آمپر براي ديود بوت استرپ با ماكزيمم جريان باياس 400 ميكرو آمپر (IQBS) استفاده شده است، شارژ گيت QG برابر 120 نانو كولن كه در اطلاعاات كارخانه اي IR450 وجود دارد. فركانس مورد نظر برابر 330 نانو فاراد سراميك قابل استفاده است.

طول زمان refresh مورد نياز براي شارژ خازن بوت استرپ نيز نياز به محاسبه دارد. شارژ خازن از طريق مدار بسته، خازن بوت استرپ، ديود بوت استرپ، مقاومت برد مدار سرگردان (كه بايد كمترين مقدار گردد) و مقاومت سوئيچ قدرت( RDSCON) صورت مي گيرد. مقاومت RDSON ترانزيستور IR450 در جريان 10 آمپر برابر 10.3 هم مي باشد، به اين مقدار مقاومت rD ديود بوت استرپ كه ماكزيمم 1/1 در جريان 1 آمپر است افزوده مي شود. كه 0.1 اهم نيز مقاومت خطوط

ارتباطي در نظر گرفته شده كه مجموعاً 1.5 اهم مي گردد. ثابت زماني شارژ خازن بوت استرپ برابر حاصلضرب 0.33 ميكرو فاراد در 1.5 اهم مي باشد كه برابر 0.5 ميكرو ثانيه مي گردد. بعد از 3 ثانيه ثابت زماني به اندازه %95 تغذيه VCC شارژ شده است. بطور مثال اگر بخواهيم 3 ثابت زماني را براي روشن كردن IR450 با ولتاژ 15 ولت در نظر بگيريم نياز به تغذيه 15.8 ولت ممي باشيم. (%9515.8=15V) .