مقاله در مورد طراحی تقویت کننده ترانزیستوری RF

word قابل ویرایش
70 صفحه
12700 تومان
رایگان – خرید و دانلود

طراحی تقویت کننده ترانزیستوری RF

طراحی تقویت کننده در RF بطور چشمگیری با روشهای مداری فرکانس پایین مرسوم فرق دارد و در نتیجه به بررسی و ملاحظه ویژه ای نیاز دارد . علی الخصوص این واقعیت که موجهای ولتاژ و جریان روی عنصر فعال تاثیر می گذارد ، تطبیق مناسبی جهت کاهش VSWRو جلوگیری از نوسانات (تغییرات ) نامطلوب را ایجاب می نماید . به این دلیل معمولاً اولین قدم برای طراحی این پروسه یک تحلیل پایداری می باشد که به همراه دوایر عدد نویز و بهره جزء اساسی مورد نیاز برای بهبود

مدارهای تقویت کننده ای است که اغلب با مقادیر بهره ، بهره هموار ، توان خروجی ، پهنای باند و شرایط با یاس مواجه می شود .
این فصل براساس مطالب گفته شده در فصلهای ۲ و۳ توسعه یافته است بطوریکه روابط توان خطوط انتقال خروجی برسی شده است .
بر هر حال بر خلاف مدار پسیو ، فصل ۹ به ادوات اکتیو می پردازد بطوریکه به نظر می آید بررسی دقیق بهره و فیدبک دارای اهمیت اصلی باشد .
مواردی از قبیل بهره توان یک طرفه و دو طرفه مدار و نمایش گرافیکی آنها در نمودار اسمیت ، نقطه شروعی برای آنالیز گسترده عملکرد تقویت کننده ترانزیستوری فرکانس بالا می باشد .
خواننده باید به انعطاف پذیری نمودار اسمیت توجه کنید . که دایره بهره ثابت ، VSWRو پایداری میتوانند براساس ضرایب انعکاس و امپدانس بحث شده در فصل ۳ روی آن قرار بگیرد .
بعلاوه حتی آنالیز یک نویز هم با تبدیل عدد نویز یک تقویت کننده به دوایری که در نمودار اسمیت نشان داده می شود؛ قابل برسی است.
بعد از توجه به ابزار اساسی طراحی ، همچنین فصل ۹ مدلهای مختلفی از تقویت کننده های توان و مشخصه های آنها از قبیل بهره هموار ؛ پهنای باند و اعوجاج درونی را به خوبی اختلافات بین تقویت کننده های یک و چند طبقه بررسی می کند .

۱٫۹ مشخصه های تقویت کننده ها
شاید مهمترین و پیچیده ترین عمل در تئوری مدار آنالوگ ، تقویت یک سیگنال ورودی از میان یک مدار ترانزیستوری یک یا چند طبقه است . یک نمای کلی تقویت کننده یک یا چند طبقه که بین شبکه های تطبیق ورودی و خروجی قرار گرفته شده در شکل ۹-۱ نشان داده شده است .

شکل (۹-۱) سیستم کلی تقویت کننده
شبکه های تطبیق ورودی و خروجی که در فصل ۸ بحث شده اند نیازمند کاهش انعکاسهای نامطلوب بودند و در نتیجه نیاز به بهبود انتشار توان داشتند .
در شکل ۹-۱ تقویت کننده توسط ماتریس S خودش در یک نقطه با یاس DC ویژه رسم شده استاست.
• بهره و اندازه بهره (برحسب dB )
• فرکانس کاری و عرض باند (برحسب Hz)
• توان خروجی (برحسب dBm)
• شرایط انعکاس ورودی و خروجی (VSWR)
• عدد نویز (برحسب dB)
بعلاوه باید اینطور در نظر گرفته شود که چنین پارامترهایی بعنوان اعوجاج درونی؛ تولید هارمونیک ، فیدبک و اثرات گرمایی می کند که همه آنها می تواند در عملکرد تقویت کننده تاثیر بگذارد .
برای طراحی پروسه تقویت کننده به صورت سازمان یافته ، ابتدا نیاز به چند تعریف برای روابط مختلف توان داریم . این کار توسط چندین ابزار انالیزی مهم که نیازمند تعاریفی برای پایداری ، نویز؛ بهره و عملکرد VSWR هستند انجام می گیرد .
وجه مشترک همه چهار مورد بالا این است که آنها می توانند توسط معادلات دایره بیان شوند و در نمودار اسمیت به نمایش در آیند .

۲ـ۹ روابط توان تقویت کننده
۹-۲-۱ منبع RF
چندین تعریف برای بهره توان وجود دارد که همه آنها برای درک چگونگی عملکرد تقویت کننده RF ، بحرانی هستند بدین دلیل به ما اجازه دهید تا شکل (۹-۱) را براساس روابط ناشی از توان بررسی کنیم .
با فرض اینکه دو شبکه تطمیق در امپدانس منبع و بار وجود دارد . سیستم به صورت شکل (۹-۲-a) خلاصه می شود . نقطه شروع برای آنالیز توان ، منبع RF متصل به شبکه تقویت کننده است .
برای قرار داد نشان داده شده در شکل (۲ـ۹) بحث مطرح شده سیگنال در بخش ۵٫۴٫۴ را (۸۲٫۴ و ۸۳٫۴ را ببنید) باز خوانی می کنیم و برای ولتاژ منبع می نویسیم :
(۱ـ۹)

a) شماتیک مختصر شده یک تقویت کننده یک طبقه b ) گراف جریان سیگنال
شکل (۲ـ۹) منبع و بار متصل به یک شبکه تقویت کننده یک طبقه
موج توان تابشی در رابطه با توسط :

(۲ـ۹)
داده شده است که توان تابشی بسوی تقویت کننده است .
توان ورودی واقعی Pin دیده شده در ترمینال ورودی تقویت کننده از امواج توان تابشی و انعکاسی تشکیل شده است ، که با کمک ضریب انعکاس ورودی می توانیم بنویسیم :
(۳ـ۹) رودی بصورت مزدوج مختلط تطبیق شده باشند . یا برحسب ضریب انعکاسی ، باشد .
تحت شرایط ماکزیمم انتقال توان ما توان قابل دسترسی PA را تعریف می کنیم :
(۴ـ۹)
این عبارت وابستگی به را روشن می سازد . اگر Fin و از (۲ـ۹) و (۴ ـ ۹) دیده می شود که
۲-۲-۹ بهره توان انتقالی
اکنون می توانیم بهره توان انتقالی را بررسی کنیم که بهره تقویت کننده ای که بین منبع و بار قرار دارد را تعیین می کند .

= توان تحویلی به بار =
توان قابل دسترسی از منبع

یا با بدست می آوریم :
(۵ .۹)
در این عبارت باید نسبت ، تعیین گردد . با کمک مطالب بحث شده در بخش d .4 .4 و بر اساس شکل (۲ـ۹) بدست می آوریم :
(a6 ـ.۹)
(b6 ـ ۹)
و نسبت مورد نیاز در نهایت بصورت زیر بدست می آید .
(۷ـ ۹)

با جایگذاری (۷ .۹) در (۵ .۹) نتیجه می شود :
(۸ـ۹)
که با تعریف فوق ضرایب انعکاسی وردی و خروجی می تواند به شکل تازه ای در آید ( شکل ۲ـ۹ را ببینید )
(a 9 ـ ۹)
(b 9ـ ۹)
با این دو تعریف ، دو عبارت برای بهره توان انتقالی بدست خواهد آمد :
ابتدا با ادغام کردن (a9 .9) در (۸ . ۹) دیده می شود که :
(۱۰ ـ۹)
ثانیاً با استفاده از (b 9 . 9) در (۸ .۹) عبارت زیر نتیجه می شود :
(۱۱ـ۹)
یک تقریب بکار رفته شده برای بهره توان انتقالی؛ بهره توان یک طرفه ut G می باشد که از اثر فیدبک تقویت کننده صرفنظر می شود .
که فرم (۱۱٫ ۹) بصورت زیر ساده می شود .
(۱۲ـ۹)
همانطور که در بخش (۱٫ ۴ .۹) بحث شده بود معادله (۱۲ . ۹) اغلب بعنوان پایه ای برای بهبود تقریب طراحی ها برای یک تقویت کننده و شبکه های تطبیق متصل شده به ورودی و خروجی آن استفاده می گردد .

(۳ .۲٫ ۹) سایر روابط توان
بهره توان انتقالی اساسی ترین عبارتی است که سایر روابط مهم توان از آن نتیجه گرفته می شوند .
بعنوان مثال بهره توان قابل دسترسی برای بار طرف تطبیق ب

صورت زیر تعریف می گردد :
توان قابل دسترسی از تقویت کننده =
توان قابل دسترسی از منبع
و با استفاده از (۱۱-۹) خواهیم داشت :
(۱۳ ـ۹)
پیش از این ، بهره توان ( بهره توان عملکردی ) بعنوان نسبت توان تحویلی به بار به توان گرفته شده از تقویت کننده تعریف شده بود .
توان تحویلی به بار = G
توان گرفته شده از تقویت کننده
جالب است که توجه کنید (۱۴ .۹) می تواند توسط قرار دادن از زمانیکه می شود بدست می آید .
مثال زیر برای محاسبه تعدادی از این عبارت برای یک تقویت کننده با پارامترهای S داده شده آورده شده است .
——————————————————————————————–
مثال (۱ـ۹) روابط توان برای یک تقویت کننده RF‌
یک تقویت کننده RF دارای پارامترهای S زیر می باشد :
بعلاوه قسمت ورودی تقویت کننده به یک منبع ولتاژ با و امپدانس وصل شده است . خروجی نیز از یک آنتن با امپدانس بهره می گیرد .
فرض کنید که پارامترهای S تقویت کننده توسط امپدانس مشخصه اندازه گیری میشود ، کمیتهای زیر را بدست آورید ؟
a) بهره مبدل GT ، بهره مبدل یک طرفه GTU ، بهره قابل دسترسی GA ، بهره توان عملکردی G
b ) توان گرفته شده از بار PL ، توان قابل دسترس PA و توان تابشی Pinc برای تقویت کننده .
حل مثاله :
ابتدا فرض امپدانس مشخصه ظرایب بازتاب باد و مبنع را پیدا می کنیم .

سپس امپدانسهای ورودی و خروجی که در (a9 .9) و (b 9. 9) داده شده اند تعیین می گردد .

با جایگزینی مقادیر بدست آمده همراه با پارامترهای s در (۱۱ .۹) (۱۲ .۹) (۱۳٫ ۹) و (۱۴ .۹) بهره مبدل GT ، بهره مبدل یک جانبه GTV و بهره قابل دسترسی GA بهره توان عملکردی G بصورت زیر محاسبه می شوند .

با استفاده از (۲٫ ۹) به همراه (۱ـ۹) اجازه پیدا می کنیم که توان جریان یافته در تقویت کننده را پیدا کنیم.
اغلب Pinc بر حسب dBm بیان می شوند که :

 

به آسانی از (۲ .۹) ما توان قابل دسترسی را به صورت یا پیدا می کنیم .
در نهایت توان تحویلی به بار برابر است با توان قابل دسترسی ضربدر بهره انتقالی .
این نتایج در یا بر حسب dBm بصورت :
نمایش داده می شود .
جالب است که یادآور شویم که بهره توان یک طرفه اغلب به صورت خیلی نزدیک با بهره توان انتقالی منطبق می گردد .
همانگونه که قبلاً نیز بحث شده بود استفاده از بهره تقویت کننده یک طرفه بطور چشمگیری عمل طراحی تقویت کننده را ساده می سازد .
۳٫ ۹ ملاحظات پایدار ی
۱٫ ۳٫ ۹ دوایر پایداری
یکی از اولین شرایطی که یک مدار تقویت کننده باید با آن روبرو شود عملکرد پایدار در محدوده فرکانسی با اهمیت می باشد این یک نگرانی ویژه هنگام سر و کار داشتن با مدارات RF می باشد . که منجر به نوسان وابسته به فرکانس عملکردی و انتهایی می گردد . پدیده نوسانات می تواند داخل یک موج ولتاژ در طول خط انتقال بوجود آید .
اگر سپس اندازه ولتاژ برگشتی (فیدبک مثبت) زیاد خواهد شد و باعث ناپایداری می گردد .
بر عکس اگر باشد باعث کاهش ولتاژ برگشتی می گردد ( فیدبک منفی )
اجازه دهید که تقویت کننده را بصورت یک شبکه دو قطبی در نظر بگیریم که از میان پارامترهای S و ترمینال خروجی توصیف شده توسط تشریح شده است .
سپس پایداری نشان می دهد که اندازه های ضرایب انعکاسی کمتر از یک هستند بعبارت دیگر :
(a 15. 9)
(b 15. 9)
(c 15 .9)
که در آن برای بیان کردن (a 9. 9) و (b 9. 9) استفاده شده بود .
از زمانیکه پارامترهای S برای یک فرکانس خاص ثابت شدند ، تنها عاملهایی که دارای تاثیر پارامتری روی پایداری دارند هستند .
برای قطب خروجی تقوی

ت کننده ما نیازمند ایجاد شرایطی هستیم که معادله (b 15. 9) را بر آورده سازد .

مقادیرمرکب ( ۱۶٫ ۹)
در (b 15. 9) جایگذاری شده و در نتیجه بعد از تعدادی محاسبه ، معادله دایره پایداری خروجی به صـــورت : (۱۷٫۹) در می آیــد که شـــعاع دایـــره توســط:
(۱۸٫ ۹)

داده می شود . و مرکز این دایره همانگونه که در شکل (a 3ـ۹) نشان داده شده در :
(۱۹ .۹) واقع شده است .
بر ای قطب ورودی با جایگذاری (۱۶ .۹) در (c 15 .9) معادله دایره پایداری ورودی بصورت :
(۲۰ .۹) بدست می آید بطوریکه :
(۲۱ .۹) و
(۲۲٫ ۹)
هنگامیکه آنها در صفحه رسم می گردد ، پاسخی بصورت نمای شما تیکی شکل b 3. 9 پس می آوریم .

a ) دایره پایداری خروجی b ) دایره پایدار ورودی
شکل ۳٫ ۹ : دایره پایداری در صفحه مختلط و دایره پایداری در صفحه مختلط .
جهت تفسیر درست معنای شکل ۳ـ۹ ، یک خروج بحرانی رخ می دهد که دایره خروجی را مورد رسیدگی قرار می دهد چنین استدلالی برای دایره ورودی نیز در نظر گرفته شده است اگر آنگاه . و این دو مورد باید مشتق گرفته شوند . بستگی دارد به اینکه یا . برای ، مبداء (نقطه ) قسمتی از ناحیه پایدار می باشد .شکل (a 4ـ۹) را ببینید.به هر حال شرایط تطبیق در نتیجه گرفته می شود .
بعنوان مثال مبداء قسمتی از ناحیه نا پایدار می باشد . در این مرحله تنها ناحیه پایدار ، ناحیه سایه خورده بین دایره پایداری خروجی و دایره می باشد . شکل (b 4ـ۹) را ببینید.
برای تکمیل شکل ۵ـ۹ دو ناحیه پایداری را برای دایره پایداری ورودی نشان می دهد . قانون انگشت شست جهت بررسی میباشد اگر که به نتیجه منجر می گردد که مرکز ( ) باید پایدار باشد از طرفی دیگر مرکز برای ناپایدار می گردد .

a ) ناحیه پایدار که شامل مبداء نمی باشد . از زمانیکه
b ) ناحیه سایه خورده شده پایدار می باشد از زمانیکه
شکل (۴ـ۹) دوایر پایداری خروجی که بر نواحی پایدار و ناپایدار وکالت می نماید .

a) b)
شکل (۵ـ۹) دوایر پایداری

ورودی که هر نواحی پایدار و ناپایدار دلالت دارند .
باید توجه نمود که اگر شعاع دایره بزرگتر از یا باشد تغییر دوایر پایداری بدرستی انجام خواهد گرفت
شکل ۶ـ۹ دوایر پایداری ورودی برای و در ناحیه پایداری ممکن وابسته به یا را به تصویر کشیده است .

شکل ۶ـ۹ نواحی پایداری ورودی مختلف برای وابسته به نسبت میان

۲ .۳ .۹ پایداری غیر شرطی
پایداری غیر شرطی همانطور که از نامش پیداست به موقعیتی که تقویت کننده در سر تا سر نمودار اسمیت در یک فرکانس انتخاب

ی و شرایط با یاس پایدار می ماند اشاره می نماید .و این شامل حال قطب ورودی و هم قطب خروجی خواهد کرد .
برای و ، حالت زیر را داریم :
(a 23. 9)
(b 23 .9)
بعبارتی دیگر دایره های پایداری باید بطور کامل در خارج دایره های و قرار بگیرند.
در ادامه بحث ما روی دایره که در شکل (a 7ـ۹) نشان داده شده است دقت خواهیم کرد .
در شکل (۲ـ۹)نشان داده شده است که شرایط (a 23. 9) می تواند بر حسب پایداری یا فاکتور رولت k بیان گردد .
(۲۴ .۹)
همچنین ، پایداری غیر شرطی می تواند بر حسب رفتار در صفحه مختلط دیده شود .
در اینجا ، ناحیه همانطور که در شکل (b 7ـ۹) رسم شده باید به طور کامل در داخل دایره قرار بگیرد رسم در صفحه دایره ای را بوجود میآورد که مرکز آن در :
(۲۵٫ ۹)

قرار می گیرد . و دارای شعاعی بصورت :
(۲۶٫ ۹)
می باشد . که شرط باید در نظر گرفته شود . توجه کنیم که (۲۵٫ ۹) می تواند بصورت نیز نوشته شود. با جایگذاری و مطالعه (۲۶ .۹) دیده می شود که :
(a 27 .9)
و برای نتیجه می گیریم که
(b 27. 9)
یک آنالیز مشابه نیز می تواند برای در صفحه مختلط تخمین زده شود . از تطبیق مرکز و شعاع دایره ما : و را در نظر می گیریم . بنابراین :
(۲۸ .۹) .

a) دایره باید بیرون قرار گیرد . b‌) دایره باید داخل قرار گیرد
شکل ۷ ـ۹ پایداری غیر شرطی در صفحات برای .
.
به هر حال تا وقتیکه باشد . رابطه (۲۴ .۹) شرایط لازم برای حفظ پایداری غیر شرطی را باقی می گذارد .
در ادامه؛ این واقعیت که هنگامی (b 27 . 9) و ( ۲۸ .۹) با هم جمع شوند دیده می شود که :
و با معرفی نا برابری نتیجه می شود که : و هنگامیکه دیده می شود که روابط (۲۸ .۹) و (b 27 .9) برای یکی می گردند .
——————————————————————————————–
مثال ۲ـ۹ استخراج فاکتور پایداری
فاکتور پایداری k ( فاکتور Rollet) را از معادله (a 23. 9) بدست آورید .
حل : با جایگذاری (۲۱ .۹) و (۲۲ .۹) در (a 23. 9) خواهیم داشت :
(a 30 .9)
و با مجذور کردن و مرتب نمودن (a 30 . 9) نتیجه می شود که :
(b30 .9)
وجمله در رابطه (b 30 .9)می تواند بصورت زیر نوشته شود

:
(c 30 .9) .
با مجذورمجدد (b 30 .9) و مرتب نمودن جملات آن در نهایت خواهیم داشت :
(d 30 . 9)
و جملات داخل کروشه بعنوان فاکتور پایداری مطلوب شناخته می شود .
(e 30 .9)
یک آنالیز پایداری که از رابطه (b 23 . 9) شروع شده منجر به یک نا برابری دقیقاً یکسال می گردد .
بنابراین فاکتور پایداری k برای هر دو قطب ورودی و خروجی بکار می رود .
وهمیشه عاقلانه است که هر دو شرط برای حفظ بهره پایداری غیر شرطی تعیین گردند . شکل بعدی یک ترانزیستور امیتر مشترک را بر حسب رفتار ورودی و خروجی مورد بررسی قرار می دهد .
——————————————————————————————–
مثال ۳ .۹ دوایر پایداری برای یک BJT در فرکانسهای عملکردی مختلف
نواحی پایداری را برای ترانزیستور پیوند دو قطبی BFG505 W ( نیمه هادی فلیپس ) براساس و تعیین کنید .
پارامترهای تطبیق S براساس فرکانس کاری توسط جدول ۱ـ۹ داده شده است .

Frequency

جدول ۱ـ۹ : پارامترهای S BFG505 W براساس فرکانس کاری
حل : براساس تعاریف برای K ، ، ، ، و ، مقادیر را از طریق برنامه مطلب محاسبه می کنیم . (m فایل ex9-30m را ببینید .) خلاصه ای از نتایج برای چهار فرکانس لیست شده در جدول ۱ـ۹ در جدول ۲ـ۹ داده شده است .

جدول ۲ـ۹ : پارامترهای پایداری برای BFG505 W برای فرکانسهای لیست شده در جدول ۱ـ۹
دوایر پایدار ورودی و خروجی مثال برای فرکانسهای f = 750 MHz و f =1025 GHz در شکل ۸ـ۹ نشان داده شده اند .

 

توجه کنیم که برای همه مراحل : و
این نشان می دهد که نقاط و پایدار هستند بدین معنی که ناحیه داخلی نمودار اسمیت تا دوایر پایدار به نواحی پایدار اشاره دارند .

شکل ۸ ـ۹ : دوایر پایداری ورودی و خروجی برای BFG 505W که در f = 750 MHz و GHz f =1025 محاسبه شده اند .
همچنین همانطور که در شکل ۸ـ۹ و جدول ۲ـ۹ دیده می شود ترانزیستور در f =1025 GHz پایدار غیر شرطی می باشد و دوایر پایداری ورودی و نیز خروجی بطور کامل در خارج دایره قرار دارند . در سایر فرکانسها ترانزیستور بطور بالقوه ناپایدار می باشد . دوایر پایداری فقط توسط فرکانس تحت تاثیر قرار نمی گیرد بلکه همچنین توسط شرایط با یاس نیز تحت تاثیر قرار می گیرد .
دوباره می گوییم که پارامترهای S برای شرایط با یاس خاص داده شده اند اگر با یاس یا حتی حرارت تغییر کند آنالیز پایداری کلی باید تکرار شوند
حتی اگر چه K می تواند خیلی بزرگ باشد اما در بیشتر طراحهای عملی ناپایدار در محدود کاهش پیدا می کند . نوسان سازهای بحث شده در فصل ۱۰ کل نمودار اسمیت را بعنوان یک ناحیه ناپایدار هدف قرار می دهد که منجر به مقادیر منفی K می گردد . همچنین جالب است ملاحظه کنید از زمانیکه فاکتور پایداری به سمت بی نهایت می رود ( ) در صورت عدم حضور فیدبک خروجی در ورودی (۰=۲۱s ) ترانزیستور بطور ذاتی پایدار خواهد بود.
در عمل فقط K به تنهایی بدون در نظر گرفتن شرط مورد بررسی قرار می گیرد . این می تواند منجر به مسایل بالقوه ای گردد که در مثال عمده زیر آورده شده است .
——————————————————————————————–
مثال ۴ـ۹ : ناحیه پایدار در مقابل ناحیه ناپایدار یک ترانزیستور
نواحی پایداری یک ترانزیستور را که پارامترهای S آن به صورت زیر در نظر گرفته شده است را بررسی نمائید .
و و و
دوباره مقادیر K ، ، ، ، و را محاسبه می کنیم نتایج بصورت ، ، ، ، و هستند و (شکل ۹ـ۹ راببینید ) دیده می شود اگر چه اما ترانزیستور بصورت بالقوه ناپایدار می ماند چون این نتایج در دوایر پایداری ورودی و خروجی در داخل نمودار اسمیت قرار می گیرد . هنگامیکه کمتر از واحد هستند مرکز نمودار اسمیت یک نقطه ثایت می باشد . بنابراین هنگامیکه ، ناحیه داخل دایره های پایداری همانطور که در شکل ۹ـ۹ نشان داده شده است یک ناحیه پایدار می باشد .

شکل ۹ـ۹ : دوایر پایداری برای و
معمولاً سازندگان از تولید ترانزیستور ها با و اجتناب می کنند و با ادغام شبکه های تطبیق که در داخل پوسته ترانزیستور جا گذاشته می شود آنرا بوجود می اورند .

۳ .۳٫ ۹ روشهای پایدار سازی
اگر عملکرد یک FET یا BJT در محدوده فرکانس مطلوب نا پایدار باشد یک اقدام می تواند باعث پایداری ترانزیستور گردد . دوباره می گوییم ک

ه و می تواند بر حسب امپدانسهای ورودی و خروجی نوشته شود .
و
یک روش برای پایدار نمودن قطعات اکتیو اضافه کردن یک مقاومت سری یا رسانایی موازی به قطب می باشد . شکل ۱۰ـ۹ شمالی قطب ورودی را نشان می دهد .

a ) مقاومت سری b ) رسانایی موازی
شکل ۱۰ـ۹ : پایدار سازی یک قطب ورودی توسط مقاومت سری یا رسانای موازی
این عمل به همراه باید توزیع منفی را جبران کند .
بنابراین نیاز داریم که :
(a 31 .9 )
در ادامه شکل ۱۱ـ۹ پایدار سازی یک قطب خروجی را نشان می دهد .
و شرایط یکسان بصورت :
(b 31 .9) می باشد .

a ) مقاومت سری b ) رسانایی موازی
شکل ۱۱ـ۹ : پایدار سازی قطب خروجی توسط مقاومت سری یا رسانایی موازی
مثال بعدی روال پایدار سازی یک ترانزیستور را نشان می دهد .
——————————————————————————————–
مثال ۵ـ۹ پایدار سازی یک BJT
با استفاده از ترانزیستور BFG505 W مثال ۳ـ۹ که در فرکانس f =750MHz ( و با پارامترهای S داده شده به صورت : و و و کار می نمود . با پیدا کردن یک مقاومت سری یا رسانایی موازی برای قطب های ورودی و خروجی ترانزیستور را پایدار نمایید .
حل : با استفاده از پارامترهای S داده شده می توانیم با محاسبه موقعیتهای مرکز و شعاع؛ دایره پایداری ورودی و خروجی را شناسایی کنیم .
و و و
دوایر پایداری متناظر در شکل ۱۲ـ۹ نشان داده شده است .

شکل ۱۲ـ۹ : دوایر پایداری ورودی و خروجی و دایره هایی برای پیدا نمودن مقاومت سری و کندوکتانس موازی پایدار سازی.
دایره مقاومت ثابت با در نمودار z ؛ مینیمم مقاومت سری لازم جهت اتصال به شبکه ورودی ترانزیستور برای پایدار سازی را نشان می دهد .
اگر یک شبکه غیر فعال بصورت سری با مقادیر به مقاومت وصل شود آنگاه امپدانس ترکیبی در داخل دایره قرار می گیرد بنابراین در داخل ناحیه پایدار می باشد.
مشابهاً با ترسیم دایره کندوکتانس ثابت ، ادمیتانس موازی را بصورت بدست می آوریم که ورودی ترانزیستور را پایدار می سازد .
در این هنگام هر شبکه غیر فعال که به وصل گردد ادمیتانس ترکیبی آن در داخل دایره در نمودار Y قرار خواهد گرفت که نتیجتاً برای قطب ورودی ترانزیستور نیز در داخل ناحیه پایدار قرار خواهد گرفت .
در ادامه با یک روش مشابه می توانیم مقاومت سری و کندوکتانس موازی را برای پایدارسازی قطب خروجی یک ترانزیستور پیدا کنیم .
بعلت اتصال بین قطبهای ورودی و خروجی ترانزیستور معمولاً پایدار ساری یک قطب کافی می باشد.
انتخاب قطب نیز عموماً به طراح مدار بستگی دارد .
به هر حال این روشی برای دوری از عناص

ر مقاومتی در پورت ورودی می باشد جونکه این عناصر باعث تقویت نویز اضافی می گردد .
پایدار سازی با مقاومت های اضافی یک امتیاز محسوب می شود : و تطبیق امپدانس می تواند وجود داشته باشد این ممکن است یک افتی را در توان بوجود اورد و عدد نویز به طور اساسی به خاطر منبع نویز حرارتی اضافی که مقاومت به وجود می آورند بدتر شود .

۴ . ۹ بهره ثابت
۱٫ ۴٫ ۹ طراحی یک طرفه
غیر از پایداری سازی ، یکی دیگر از ملاحظات در طراحی تقویت کننده نیاز به یک عملکرد مطلوب بهره می باشد . اگر گاهی به عنوان تمرین ، تأثیر فیدبک ترانزیستور صرفنظر گردد ، ما می توانیم بهره توان یک طرفه GTU شرح داده شده ( ۱۲ـ ۹ ) را به کار ببریم . این معادله می تواند به عنوان توزیع واحد شبکه های تطبیق که قابل شناسایی هستند نوشته شده است . با مراجعه به شکل ۱۳ـ۹ می نویسیم :
(۳۲ .۹)
جایی که بلوک های واحد به صورت زیر هستند :
(۳۳٫ ۹) ، ،

شکل (۱۳ـ ۹) آرایش سیستم بهره توان یک طرفه

به خاطر اینکه بیشتر محاسبات بهره در db انجام می گیرد معادله (۳۲٫ ۹) نیز متعاقباً به صورت زیر نوشته می شود .
(۳۴٫ ۹) (DB)+G0(DB)+GL(DB) GTU(DB)=GS
به طوری که GS و GL بهره های مرتبط با شبکه های تطبیق ورودی و خروجی و G0 بهره داخلی ترانزیستور می باشد . با ملاحضه ( ۳۳٫ ۹) بهره شبکه می تواند بزرگتر از واحد باشد به طوری که در نگاه اول شاید آنها از زمانی که شامل هیچ قطعه فعالی نبودند بزرگتر به نظر میآمد . دلیل این رفتار مغایر این است که بدون تطبیق ، افت توان قابل توجهی می تواند در قسمت های ورودی و خروجی تقویت کننده رخ دهد ، با استفاده از GS و GL تلاش می کنیم این افت ذاتی را کاهش دهیم که این بهره مطلوب می باشد .
اگر و کمتر از واحد باشند حداکث

ر بهره توان یک طرفه GTU max موقعی بدست می آید که هم ورودی و هم خروجی تطبیق شود و در این مرحله دیده می شود که:
(۳۵٫ ۹)
(۳۶٫ ۹)
قسمت های GS و GL ،با توجه به حداکثر مقادیرشان می توانند به صورت زیر نرمالیزه شوند .
(a 37. 9)

(a 37. 9)
به طوری که بهره نرمالیزه شده هر دو قسمت به صورت و =S,L i می باشد . حتی اگر چه معادلات ,واضحی برای بهره شبکه های تطبیق ورودی و خروجی داریم اما آنها به طور مستقیم بر حسب منحنی های پارامتری بهره ثابت ؛ استفاده نمی شوند .
سؤال کلیدی که می بایست پاسخ داده شود به صورت زیر می باشد : که برای یک S11 داده شده ( یا S22 ) و بهره gS ( یا gL‌) نرمالیزه شده مطلوب ، محدوده مقادیر ( یا ) برای رسیدن به یک بهره ویژه کدام است ؟ برای حل نیاز داریم

معادله (۳۷٫ ۹) را برای یک ضریب انعکاسی بنویسیم :
(۳۸٫ ۹)
در اینجا, ۲۲ ii=11 بستگی به i=S,L دارد . نتیجه آن یک سری دوایر با مرکز :
(۳۹٫ ۹) و اندازه شعاع
(۴۰٫ ۹) می باشد.
مثال ۶ـ۹ قدمهای اولیه رسیدن به معادله دایره بهره ثابت یک طرفه (۳۹٫ ۹) و (۴۰٫ ۹) را توضیح می دهد .

——————————————————————————————–
مثال ۶ـ۹ : دستیابی به دوایر بهره ثابت .
عبارات dgi و rgi داده شده در (۳۹٫ ۹) و (۴۰٫ ۹) را بدست آورید :
حل : این استنتاج از (۳۸٫ ۹) شروع می شود که به صورت :
(a41. 9)
دوبار نوشته می شود . می توان از ضریب انعکاسی فاکتور گرفت :
(b41. 9)
این معادله فرم کامل یک معادله دایره می باشد .
(c41. 9)
با
و با جاگذاری در (c41. 9) فرم آشنای زیر می رسیم :
(d41. 9)
به طوری که بالا نویس I, R به قسمت های حقیقی و موهومی و dgi اشاره دارد .
با فرض یک طرفه بودن، قادر خواهیم بود تا معادلات دایره قطب های ورودی و خروجی را بدست آوریم .ملاحظات زیر می تواند از معادلات دایره بهره ثابت (۳۹٫ ۹) و (۴۰٫ ۹) گرفته شوند :
• حداکثر بهره برای بدست می آید که با دایره بهره ای که مرکز آن و شعاع آن است مطابقت دارد .
• تمامی دوایر بهره ثابت دارای مراکزی روی یک خطی است که از مرکز به متصل است .
• برای مرحله ویژه ، بهره نرمالیزه به صورت می باشد که هر دوی و دارای مقدار یکسان می باشند . این نشان می دهد که دایره ( یا odb‌) همیشه از مرکز صفحه عبور می کند .
مثال ۷ـ ۹ دوایر بهره منبع برای یک طراحی تقویتکننده با تقریب یک طرفه را نشان می دهد .
——————————————————————————————–
مثال ۷ـ ۹ : محاسبه دوایر بهره منبع برای طراحی یک طرفه .
یک FET در فرکانس F=4GHZ کار می کند و با با یاس گشته است .
فرض شده است که ترانزیستور پایدار غیر شرطی است . بدین ترتیب تقریب یک طرفه می تواند به کار رود . حداکثر بهره منبع GSmax را پیدا نموده . و دوایر بهره ثابت را برای چندین مقدار GS رسم نمایید .

حل : ابتدا با استفاده از ( ۳۵٫ ۹ ) حداکثر بهره منبع GSmax را پیدا می کنیم . نتیجه می دهد :

حال می توانیم با استفاده از (۳۹٫ ۹) و (۴۰٫ ۹) جهت محاسبه مرکز دایره و شعاع ، دوایر بهره ثابت را رسم کنیم . خلاصه ای از چنین بهره منبع اختیاری GS در جدول (۳ـ۹) نشان داده شده است .
جدول(۳ـ۹)پارامترهای دوایر بهره ثابت منبع در مثال ۷ـ۹ .

GS
0.14
0.93 2.6 dB
0.25
0.81 2 dB
0.37
0.64 1 dB
0.47
0.51 0 dB
0.56
0.41 -1 dB

همان گونه که از جدول ۳ـ۹ مشاهده می گردد شعاع دایره برابر است با بزرگی مکان مرکزش و که از میان مرکز نمودار اسمیت عبور می کند . ما همچنین ملاحظه می کنیم که مراکز کل دوایر GS روی خط قرار دارند . و همانگونه که GS به GSmax نزدیک می گردد شعاع دایره متناظر به سمت صفر کاهش پیدا می کند و موقعیت مرکز آن به سمت می رود .
شکل (۱۴ـ۹) دوایر بهره منبع بر اساس مقادیر عددی محاسبه شده در جدول (۳ـ۹) را نشان می دهد .
شکل به روشنی نشان می دهد که با اینکه شبکه تطبیق ورودی غیر فعال می شود بهره می تواند بیشتر از ۰ dB می شود . که تقویت کنندگی را نشان می دهد .
معنی فیزیکی چنین رفتاری در این حقیقت نهفته است که شبکه تطبیق ، ضریب انعکاس ورودی یک سیستم همه منظوره را کم می نماید . بنابراین به طور مؤثر یک بهره اضافی را به وجود می آورد .

شکل (۱۴ـ ۹) دوایر بهره ثابت منبع در نمودار اسمیت
فرض اساس این مث

ال آن است که از وقتی که تقریب یک طرفه ، بهره معکوس را نادیده می گیرد بهره مرتبط با قطب منطبق ورودی تحت تأثیر خروجی ، قرار نمی گیرد .
در ادامه در مورد کاربرد اساسی بحث می کنیم که نیازمند استفاده از روش دایره بهره ثابت می باشد. به ویژه به ما

اجازه دهید تقویت کننده یک طرفه را برای یک مقدار بهره ثابت از پیش تعیین شده بسط دهیم .
——————————————————————————————–
مثال ۸ـ ۹ : طراحی یک MESFET یک طبقه ۱۸ dB در فرکانس عملکردی F=5.7 GHz
یک MESFET که در فرکانس ۵٫۷ GHz کار می کند دارای پارامترهای S به صورت زیر می باشد .
و و و
(a) تعیین نمایید آیا مدار پایدار غیر شرطی است .
(b) با فرض طراحی یک طرفه ماکزیمم بهره توان با ضرایب انعکاسی انتخابی بهینه را پیدا کنید . .
(C) ضریب انعکاس بار را چنان تنظیم نمایید که بهره مطلوب با استفاده از مفهوم دوایر بهره ثابت بدست آید .
حل : (a) پایداری قطعه توسط (۲۴٫ ۹) و (۲۹٫ ۹) به صورت زیر تست می شود .
و

چون K>1 و است پس ترانزیستور پایدار غیر شرطی است .
(b) سپس ما حداکثر بهره را برای یک انتخاب بهینه از ضرایب انعکاسی محاسبه می کنیم. مثلاً :

بنابراین حداکثر بهره مبدلی یک طرفه به صورت زیر داده می شود .

این فقط قسمتی از متن مقاله است . جهت دریافت کل متن مقاله ، لطفا آن را خریداری نمایید
word قابل ویرایش - قیمت 12700 تومان در 70 صفحه
رایگان – خرید و دانلود
سایر مقالات موجود در این موضوع
دیدگاه خود را مطرح فرمایید . وظیفه ماست که به سوالات شما پاسخ دهیم

پاسخ دیدگاه شما ایمیل خواهد شد